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M.M. Electronics

Michele Marino - [email protected]

Introduzione alla tecnica PWM - Pulse Width

Modulation

V 0.1

Ottobre 2007

INFORMATIVA

Come prescritto dall’art. 1, comma 1, della legge 21 maggio 2004n.128, l’autore avvisa di aver assolto, per la seguente opera del-l’ingegno, a tutti gli obblighi della legge 22 Aprile del 1941 n. 633,sulla tutela del diritto d’autore. Tutti i diritti di questa opera so-no riservati. Ogni riproduzione ed ogni altra forma di diffusione alpubblico dell’opera, o parte di essa, senza un’autorizzazione scrit-ta dell’autore, rappresenta una violazione della legge che tutela ildiritto d’autore, in particolare non ne e consentito un utilizzo pertrarne profitto. La mancata osservanza della legge 22 Aprile del1941 n. 633 e perseguibile con la reclusione o sanzione pecuniaria,come descritto al Titolo III, Capo III, Sezione II. A norma del-l’art. 70 e comunque consentito, per scopi di critica o discussione,il riassunto e la citazione, accompagnati dalla menzione del titolodell’opera e dal nome dell’autore.

AVVERTENZE

Chiunque decida di far uso delle nozioni riportate nella seguenteopera o decida di realizzare i circuiti proposti, e tenuto pertantoa prestare la massima attenzione in osservanza alle normative invigore sulla sicurezza.L’autore declina ogni responsabilita per eventuali danni causatia persone, animali o cose derivante dall’utilizzo diretto o indi-retto del materiale, dei dispositivi o del software presentati nellaseguente opera.Si fa inoltre presente che quanto riportato viene fornito cosi com’e,a solo scopo didattico e formativo, senza garanzia alcuna della suacorrettezza.L’autore ringrazia anticipatamente per la segnalazione di ognierrore.

Michele Marino

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Indice

1 Convertitori DC-DC 5

2 PWM - Le basi 7

3 PWM: il funzionamento 9

4 Ponte-H: le basi 9

5 La chiusura della retroazione 10

6 Principio di funzionamento 11

7 Considerazioni sulle frequenze in gioco 12

8 Considerazioni sul filtraggio/layout 12

9 Considerazioni sulla potenza dissipata 13

10 Un esempio pratico 13

11 Un circuito pratico 16

12 La programmazione del PIC 19

Bibliografia 22

Michele Marino · · · [email protected] La tecnica PWM

Elenco delle figure

1 Convertitore ad un quadrante . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52 Convertitore a due quadranti . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53 Convertitore a quattro quadranti . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 Conduzione ad onda quadra . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65 Controllo a shift di fase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76 Spettro della tensione di uscita . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77 Circuito di pilotaggio lineare . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88 Circuito PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89 Schema base del ponte-H . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 910 Pilotaggio PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 911 Schema generale del PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1012 Blocco di controllo PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1113 Forme d’onda del PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1215 Circuito PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1416 Circuito integratore . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1414 Circuito PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1517 Uscita a dente di sega . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1518 Segnale PWM di uscita . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1619 Struttura interna L298 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1720 Schema del circuito di controllo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1721 PCB della scheda di controllo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1823 Definizione registri . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1922 Montaggio finale della scheda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2025 Inizializzazione registri . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2024 Piedinatura del PIC16F877A . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2126 Registro T2CON . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2127 Pilotaggio PWM - duty cycle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2128 Collegamento PIC / MME PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

Elenco delle tabelle

1 Funzionamento del ponte-H . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62 Controllo L298 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

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1 Convertitori DC-DC

La figura 1 mostra un convertitore dc-dc ad un quadrante per il controllo divelocita di un motore in continua.

Figura 1: Convertitore ad un quadrante

Il convertitore pilotato in tensione eidealmente alimentato da un generatoredi Thevenin con impedenza di uscita nul-la. Lo schema di figura 1 converte la ten-sione continua Vd in una tensione conti-nua variabile sui terminali del motore alfine di controllarne la velocita du un so-lo quadrante. Il transistor generalmenteopera sulla base di un duty cycle di tipoOn-Off ad una frequenza di switching fis-sa. Quando Q1 e On, la tensione Vd vie-ne applicata al carico e la corrente tendead aumentare. Viceversa, quando Q1 eOff, il diodo D1 permette di far circolarela corrente transistoria presente negli av-volgimenti del motore cortocircuitando ilcarico (ipotesi di conduzione continua).La tensione media sul motore e sempreminore di Vd.

La figura 2 mostra un circuito per ilcontrollo della velocita a due quadranti.

Nella modalita a due quadranti, iltransistor Q1 fornisce l’alimentazione po-sitiva mentre il diodo D2 assorbe i picchidi corrente degli avvolgimenti del moto-

Figura 2: Convertitore a due quadranti

re (buck mode). Viceversa, quando Q2e On il motore viene chiuso verso massamentre il diodo D1 si attiva per cortocir-cuitare il carico (boost mode). I conver-titori DC-DC vengono largamente utiliz-zati nel campo industriale. Sia il con-vertitore buck che quello boost vengonolargamente utilizzati nella modalita swit-ching (Switching Mode Power Supplies -SMPS). Il convertitore a due quadrantiappena discusso puo essere esteso a quat-tro quadranti aggiungendo un’altra cop-pia di transistor a formare il cosiddettoconvertitore a ponte-H (figura 3).

Figura 3: Convertitore a quattroquadranti

La tabella 1 mostra le quattro fasidi funzionamento del convertitore con irelativi stati di conduzione dei transistor.



1 quadrante - convertitore buck - motore avantiQ1 Q2 Q3 Q4 D1 D2 D3 D4

Source Sink Off Off On Off Off Off2 quadrante - convertitore boost - rigenerazione in avanti

Q1 Q2 Q3 Q4 D1 D2 D3 D4Off Off Off Sink On On Off Off

3 quadrante - convertitore buck - motore indietroQ1 Q2 Q3 Q4 D1 D2 D3 D4Off Off Source Sink On Off Off Off

4 quadrante - convertitore boost - rigenerazione inversaQ1 Q2 Q3 Q4 D1 D2 D3 D4Off Sink Off Off Off Off On On

Tabella 1: Funzionamento del ponte-H

E’ possibile notare che la polarita dellatensione puo essere duale. Analogamen-te anche la corrente scorre in entrambe ledirezioni. Il ponte-H puo essere utilizza-to per generare un’onda quadra in usci-ta. Per ottenere questo tipo di funzio-namento, le coppie di transistor (Q1,Q3)e (Q2,Q4) vengono pilotati alternativa-mente per 180. Supponendo sinusoidalela corrente nel carico con una variazionelenta di fase j, il carico assorbe corren-te quando le coppie (Q1,Q3) e (Q2,Q4)sono in conduzione, mentre alcuni dio-di sono in conduzione (soppressione spikeavvolgimenti). In queste condizioni, perj < 90, la potenza media fluisce verso ilcarico. Se j > 90 la potenza media flui-sce dal carico verso il generatore (figura4)..

La figura 5 mostra un metodo per ilcontrollo della tensione noto come con-trollo a shift di fase (phase-shift PWM).Entrambi i rami del ponte-H operano inmodalita onda quadra, ma il ramo a de-stra opera su un shift di fase j variabi-le. La tensione di ingresso e mostratagraficamente in figura 5 dove la tensio-

Figura 4: Conduzione ad onda quadra

ne fondamentale puo essere controllata inbase alla larghezza dell’impulso e quindiin base allo shift di fase j. La tensionemassima si ottiene in modalita onda qua-dra quando j=180. E’ importante nota-re che la fase della tensione fondamentaledi uscita varia anch’essa di un angolo j.Questa variazione di fase puo essere eli-minata distribuendo lo shift di fase j suentrambi i rami del ponte-H, in entram-be le direzioni. Dalla figura 5 si notache accanto alla conduzione di (Q1,Q3)e (Q2,Q4) e alla retroazione di (D1,D3) e(D2,D4) c’e anche un modo di conduzio-ne dovuto a (Q1,D2) e (Q4,D3). In que-



st’ultima condizione il carico risulta esse-re cortocircuitato nella parte superiore oinferiore, rispettivamente.

Figura 5: Controllo a shift di fase

La figura 6 mostra lo spettro della ten-sione di uscita con controllo a shift difase. La tensione sul carico e data da:

VL =∑

n=1,3,5,···

4Vd

nπ

[sin

nϕ

2

]cos(nωt)

(1)dove Vd e la tensione continua di alimen-tazione, j l’angolo che rappresenta lo shiftdi fase, n un intero dispari.

L’armonica fondamentale e:

VL0 =4Vd

πsin

ϕ

2(2)

Come mostrato nella figura 6 l’armonicafondamentale raggiunte il valore massimo(4Vd/π) quando j=180 che viene definitocome 1.0 pu essendo il grafico normaliz-zato. Quando j=60 la tensione di uscitae un’onda tradizionale a 6-step come sipuo vedere dalla figura.

Figura 6: Spettro della tensione di uscita

2 PWM - Le basi

Al crescere delle potenze in gioco ilprogetto di stadi di pilotaggio diventadrammaticamente difficoltoso e limitati-vo. Mentre l’uso parallelo di componen-ti lineari disponibili in commercio consufficiente voltaggio e corrente per altepotenze di pilotaggio e pressoche vasto,un progetto puo diventare poco gestibi-le quando il calcolo della potenza dissi-pata internamente necessita di un siste-ma di raffreddamento. Per esempio, unostadio di uscita da 20A spesso richiedepiu finali a semiconduttore da 20A mon-tati su un dissipatore consistente che ingenere include ventole di raffreddamen-to, le quali implicano introduzione di ru-more nel sistema, oppure di sistemi diraffreddamento a liquido.

La figura 7 motra un approccio lineareper il trasferimento di potenza verso il ca-rico. Quando l’uscita e al suo valore mas-simo, la resistenza di by-pass si riduce alvalore minimo. A questi livelli di uscita,le perdite nel circuito lineare sono relati-vamente piccole. Quando viene pilotataun uscita a zero, la resistenza di by-pass



tende ad infinito e le perdite tendono azero. Lo svantaggio del circuito lineare sipresenta a valori intermedi dell’uscita e ilcaso peggiore si ottiene quando l’uscita ditrova al 50%. A questo livello, la resisten-za del by-pass e comparabile alla resisten-za di carico e questo significa che il caloregenerato nell’amplificatore e uguale allapotenza fornita al carico. Generalmen-te, i circuiti lineari hanno una efficienzamassima del 50% quando pilotano cari-chi resistivi a valori di potenza intermedi.Quando il carico diventa reattivo questaefficienza diminuisce ulteriormente.

Figura 7: Circuito di pilotaggio lineare

La figura 8 mostra lo schema base del-la tecnica di pilotaggio nota come PWM(Pulse Width Modulation). Il blocco dicontrollo PWM converte un ingresso ana-logico continuo in una segnale a duty cy-cle1 variabile. Man mano che l’uscita ten-de al suo valore massimo, lo switch ri-mane nella posizione ON per una porzio-ne del periodo piu lunga. Normalmente,lo switch passa per entrambi gli stati diON e OFF durante ogni ciclo della fre-quenza di switching, ma alcuni progetticonsentono di mantenere lo switch nellaposizione ON per il 100% del duty cycle.

In quest’ultimo caso, le perdite sonodovute essenzialmente alla resistenza ON

1Il duty cycle si riferisce alla percentuale deltempo per il quale un segnale rimane ad un livellodi tensione alto.

Figura 8: Circuito PWM

dello switch e alla resistenza dell’indutto-re. Al tendere dell’uscita verso il valoreminimo il duty cycle dello switch nellostato ON si riduce. Le perdite riguardanola dissipazione in calore nel diodo di ricir-colo. Generalmente, le perdite nel diodosono molto piccole in quanto la conduzio-ne e limitata solo ad una piccola porzionedi tempo e la caduta di tensione ai suoicapi e una piccola frazione della tensionedi alimentazione.

Il compito dell’induttore e quello di im-magazzinare energia e filtrare durante lafinestra temporale nella quale lo switchrimane nella posizione ON. In questo mo-do, il carico vede poco la frequenza diswitching, ma risponde a frequenze signi-ficativamente inferiori a quella di swit-ching. Una regole generale consiste nelconsiderare una banda passante utile unadecade sotto la frequenza di switching.I carichi induttivi spesso forniscono unauto-filtraggio che non richiedono l’uso difiltri dedicati.

Dal circuito di figura 8 si evince chel’uscita dell’amplificatore diretto (non fil-trata) si trova o verso la barra di alimen-tazione positiva o verso massa. Varian-do il duty cycle, e possibile ottenere usci-te filtrate variabili continuamente. Que-sto comporta una efficienza pressoche co-stante al variare della potenza di uscita



diversamente da quanto avviene per i cir-cuiti lineari. L’efficienza tipica di un cir-cuito PWM filtrato e compresa tra l’80%e il 95%.

Generalmente, gli amplificatori di po-tenza devono essere progettati tenendopresente il caso peggiore di dissipazio-ne interna di potenza per un intervallodi tempo sufficientemente lungo, compa-rato alla costante di tempo termica deldissipatore meccanico. Questo porta amantenere sotto i limiti di temperaturail sistema e quindi a progettare conside-rando il caso peggiore di funzionamento.Supponendo di avere un trasferimento dipotenza sul carico di 1KW. Con un cir-cuito PWM si ha un rendimento del 90%che significa una perdita di 100W a pienoregine e 50W a mezza potenza. D’altraparte, un circuito lineare con rendimen-to ideale al 50% consente di avere unapotenza di 500W sul carico e, allo stessotempo, 500W di potenza persa. Questochiaramente richiede un sistema di raf-freddamento consistente con una perditaimminente di potenza in calore. Da quiil vantaggio del pilotaggio PWM.

3 PWM: il funzionamento

Se il blocco di controllo di figura 8 vie-ne ottimizzato per produrre tensioni diuscita su un range piuttosto ampio an-ziche un singolo livello, lo stadio di ali-mentazione diventa un amplificatore. Ilcircuito utilizzato per il pilotaggio PWMe il ponte-H riportato in figura 9.

Il ponte-H, composto essenzialmenteda quattro transistor ad effetto di campo(FET), consente di ottenere una correntebipolare anche utilizzando una alimenta-zione single-ended. Questo implica che iterminali del carico vengono pilotati con-

Figura 9: Schema base del ponte-H

temporaneamente e il pilotaggio nullo siottiene con un duty cycle al 50%. La fi-gura 10 mostra le tensioni di uscita delramo A e del ramo B in funzione del dutycycle.

Figura 10: Pilotaggio PWM

4 Ponte-H: le basi

Il ponte-H e composto da quattro swit-ch (transistor) che lavorano in coppia suuna singola barra di alimentazione, for-nendo cosı una corrente bipolare. Q1 eQ4 conducono durante una porzione delciclo, mentre Q2 e Q3 conducono durantela parte restante del ciclo stesso.

La figura 11 mostra lo schema gene-rico di un amplificatore PWM. Gli am-plificatori PWM in genere sono corredatida un sistema di rilevamento e control-lo della temperatura. L’attivazione del



sistema di protezione termico porta tut-ti gli switch del ponte-H a non condurre,onde evitare danneggiamenti al sistemadi pilotaggio, nonche al carico.

Figura 11: Schema generale del PWM

Oltre alla protezione termica sono pre-senti due limitatori di corrente. Il pri-mo si attiva solo quando l’uscita e diret-tamente corcocircuitata verso massa. Iltempo di risposta e variabile e si basa sul-l’ampiezza della corrente che scorre nel-la barra positiva di alimentazione (+Vs).Con una corrente di cortocircuito di cir-ca 1.5 volte la corrente di uscita duran-te il funzionamento nominale, l’attivazio-ne della protezione richiede molti periodidella frequenza di switching. Man manoche la corrente di cortocircuito aumen-ta, il tempo di risposta diminuisce. Unavolta rilevato il funzionamento anomalo,l’amplificatore rimarra in una condizio-ne di OFF fino a quando non si resettal’alimentazione principale o fino a quan-do non viene inviato un impulso sul pinshutdown.

Il secondo limitatore di corrente e pro-grammabile e si attiva in seguito ad unmalfunzionamento del carico o un corto-circuito verso l’alimentazione principale.Una resistenza esterna sente la correnteche scorre tra la massa e gli switch del-la parte bassa del ponte-H. La correnteprovoca una caduta di tensione sulla re-

sistenza che viene riportata sul pin re-lativo al limitatore di corrente. Quandoquesta tensione supera una certa soglia,tutti i transistor del ponte-H vengono di-sabilitati per tutta la durata del ciclo diswitching. Poiche la rivelazione di tensio-ne implica un contenuto considerevole dicomponenti frequenziali spurie, l’ampli-ficatore PWM include una stadio di fil-traggio interno. Il alcuni modelli, il con-trollo di corrente puo essere utilizzato perspegnere l’amplificatore attraverso livellilogici di tensione.

In molte circostanze, tutta la correntedi carico scorre attraverso la resistenzadi sensing, verso massa. Questo impli-ca che la scelta della resistenza dovrebbeessere fatta tenendo presente la correntemassima di carico che scorre in essa.

5 La chiusura della retroazione

Nelle applicazioni ad anello chiuso, la dif-ferenza tra il segnale di comando e il se-gnale di retroazione viene effettuata me-diante un amplificazione dell’errore2. Inbase al valore dell’errore verra generatoil segnale di uscita con opportuno dutycycle. Il compito principale dell’amplifi-catore d’errore e quello di rispondere allevariazioni del segnale di ingresso. Oltrea questo, consente anche di compensa-re altri parametri presenti nell’anello direazione. Variazioni sulla tensione di ali-mentazione richiedono adattamenti del-l’ingresso al fine di mantenere la stabi-lita in uscita. La resistenza di ON delponte-H, la resistenza dell’induttore difiltro e le variazioni in temperatura della

2Si faccia riferimento all’articolo sulla retroa-zione - http:www.mmetft.it



resistenza di carico, vengono compensatidall’amplificatore d’errore.

La chiusura di un anello di reazionein un amplificatore PWM non e bana-le. Il circuito PWM converte il segnaledi errore in un segnale di uscita con dutycycle variabile che include anche i valoriestremi (0% e 100%). Tra ogni inversionedi polarita viene inserito un certo inter-vallo di tempo durante il quale tutti gliswitch del ponte-H vengono disabilitati.Questo evita che durante l’inversione dipolarita i quattro transistor si trovino acondurre contemporaneamente portandoalla generazione di spike che potrebberodanneggiare sia l’amplificatore PWM chel’alimentatore principale.

6 Principio di funzionamento

La progettazione di un amplificatorePWM si basa su un segnale di riferimentotriangolare (rampa). Al fine di avere unbuon segnale di riferimento, la rampa do-vrebbe avere tempi di salita e di discesauguali. Il metodo piu immediato per ge-nerare tale segnale e quello di partire daun segnale ad onda quadra e, attraversoun divisore base 2, ottenere un segnalecon duty cycle al 50%. Una rete RC (in-tegratore) provvedera a convertire l’ondaquadra ottenuta in un’onda triangolarecon un errore di non-linearita pressochetrascurabile.

La generazione del segnale PWM av-viene per confronto con il segnale trian-golare di riferimento. Quando il segnaledi ingresso e maggiore della tensione del-la rampa di riferimento, il ramo A delponte-H si porta a Vs, mentre il ramo Bsi porta a GND. Viceversa, quando il se-gnale di ingresso e inferiore alla rampa, ilramo B si porta a Vs, mentre il ramo A

si porta a GND. La figura 13 mostra lagenerazione del segnale PWM.

Figura 12: Blocco di controllo PWM

Se il segnale di ingresso e oltre il va-lore picco-picco della rampa di riferimen-to, non c’e switching in quanto il ramoA oppure il ramo B si trovano a Vs (0%o 100% del duty cycle). E’ molto impor-tante non avere due transistor sullo stessoramo contemporaneamente accesi! Il pe-ricolo viene evitato inserendo un tempodi inattivita durante la transizione dal ra-mo A al ramo B (inversione di polarita).L’inserimento di questo lasso di tempo -morto porta ad una piccola inefficienzadel sistema. L’inefficienza si riscontra inparticolare in alcuni modelli di amplifi-catori con frequenza di switching varia-bile. Chiaramente l’efficienza diminuisceal crescere della frequenza di switchingin quanto il tempo di inattivita viene adoccupare una porzione di periodo semprepiu grande.

La forma d’onda di uscita, durante iltempo di inattivita, dipende in primalinea dall’impedenza di uscita. Duran-te questo lasso di tempo infatti, il flus-so di corrente viene interrotto, e l’indut-tanza del carico e/o del filtro di usci-ta scarichera l’energia immagazzinata alsuo interno. Questo implica l’inserimen-to di diodi di ricircolo che consentano difar scorrere queste correnti inverse on-



Figura 13: Forme d’onda del PWM

de evitare di danneggiare i transistor delponte-H.

7 Considerazioni sulle frequenze ingioco

Nella progettazione di uno stadio PWM,la frequenza di switching rappresenta unodei parametri critici di sistema. Comemenzionato prima, la circuiteria internaprovvedera a dividere tale frequenza perdue, al fine di generare la rampa di riferi-mento. Alcuni amplificatori PWM inclu-dono dei pin di Clock IN e Clock OUT.Solitamente, questi pin sono connessi in-sieme al fine di permettere all’amplifica-tore di generare una frequenza di swit-ching interna. E’ comunque possibile uti-lizzare il pin CLK IN per inviare un se-gnale di clock esterno o per sincronizzarepiu amplificatori PWM con lo stesso se-gnale di clock. Questo puo portare ad unmiglioramento del disaccoppiamento ma-gnetico tra i vari stadi di amplificazione.Un ulteriore considerazione sulla frequen-za deriva dall’accuratezza con la quale sigenera il segnale analogico di uscita ovve-ro, quanti impulsi vengono utilizzati perrealizzare un certo livello della tensionedi uscita. Generalmente, la frequenza -

analogica e circa il 10% della frequenzadi switching.

8 Considerazioni sulfiltraggio/layout

La cause piu comuni del malfunziona-mento dei circuiti PWM sono legate adun cattivo by-pass di spurie e picchi sul-le linee di alimentazione. Una regola dibase consiste nell’utilizzare condensato-ri da 10µF per ogni ampere della cor-rente di carico come by-pass per le bas-se frequenze. I condensatori dovrebbe-ro essere montati il piu vicino possibileall’amplificatore.

Il by-pass in alta frequenza rappresen-ta un punto critico. Le frequenze in gio-co spaziano da 1MHz a 10Mhz circa e inquesto range di frequenze molti conden-satori commerciali presentano un com-portamento induttivo. Una buona prati-ca e quella di utilizzare condensatori tipoX7R a basse perdite e di collegarli diret-tamente tra la barra di alimentazione emassa riducendo al minimo la lunghezzadelle tracce verso i pin dell’amplificatore.La funzione dei condensatori di by-passe quella di soddisfare la richiesta di cor-rente AC dell’amplificatore che risulta es-sere isolato dalle barre di alimentazioneattraverso l’induttanza presentata dalletracce di collegamento sul PCB (PrintedCircuit Board). Il grado di isolamentoaumenta in funzione dell’ampiezza dellacorrente, della frequenza e della lunghez-za dei collegamenti. Quando l’isolamentoimpedisce alla corrente di fluire dalle bar-re di alimentazione, il flusso viene deviatosulle capacita di by-pass.

Gli amplificatori PWM che pilotanocarichi resistivi senza filtraggio non so-no in grado di modulare la tensione di



uscita in quanto sono solo in grado di in-vertire la polarita degli switch. I cari-chi con una piccola quantita di induttan-za portano alla generazione di picchi dicorrente molto alti. Una volta stabilitii valori picco-picco della corrente di rip-ple, e possibile stabilire il valore minimodell’induttanza complessiva attarverso laseguente relazione:

L =Vs

2 · F · I (3)

dove Vs e la tensione di alimentazione edF la frequenza di switching.

9 Considerazioni sulla potenza dis-sipata

Gli amplificatori PWM condividono glistessi principi termici degli amplificatorilineari:

• La corrente di riposo e la tensio-ne di alimentazione stabiliscono lapotenza a riposo

• il pilotaggio del carico comporta unsurriscaldamento aggiuntivo

• Il sistema di raffreddamento deve es-sere in grado di dissipare il caloreprodotto nei due punti precedenti

• il range di temperatura del case nondeve essere superato

• la potenza assorbita dal carico fa au-mentare la temperatura di giunzionedei transistor di potenza

• e necessario non oltrepassare i li-miti massimi della temperatura digiunzione

• basse temperature aumentano l’affi-dabilita

In realta, esistono delle differenze ri-spetto agli amplificatori lineari. In pri-ma linea, la potenza in un amplificato-re PWM dovuta al pilotaggio, puo es-sere calcolata senza conoscere la tensio-ne di uscita o la tensione di alimenta-zione. L’efficienza dell’amplificatore de-cresce all’aumentare della temperatura digiunzione. Questo significa che il raffred-damento dell’amplificatore PWM e piuche un problema di affidabilita. Il di-mensionamento termico ha quindi un ef-fetto del primo ordine sulle prestazionidell’amplificatore.

Il calcolo della potenza dovuta al pi-lotaggio di un carico dipende dalla cor-rente di uscita e dalla resistenza totaledegli switch in conduzione (la resistenzadelle interconnessioni e rascurabile). Poi-che la resistenza dei FET in conduzione efunzione della temperatura, la scelta del-la massima temperatura di giunzione de-ve essere consistente con le specifiche delprogetto. Fatto cio, e possibile conoscerela resistenza di conduzione dei FET allamassima temperatura di giunzione. Lapotenza prodotto sara quindi R · I2.

Sommando tale potenza alla potenzadi riposo, si ottiene la potenza totale cheandra ad impattare sul dissipatore di ca-lore. Moltiplicando la potenza dissipa-ta in ogni singolo FET per la resistenzatermica e aggiungendo il valore ottenu-to alla temperatura massima del case, sideve verificare che il risultato ottenutosia inferiore alla temperatura massima digiunzione.

10 Un esempio pratico

Nella figura 14 viene riportato un circuitoper la generazione di seganli PWM. An-diamo ad analizzare il circuito suddivi-



dendolo in blocchi piu semplici, partendodall’OPA U1A (figura 15).

Il partitore di tensione in ingresso con-sente di ottenere una tensione pari aVcc/2 sul piedino invertente ovvero, latensione di riferimento. La corrente nellaresistenza Ropa1 e data da:

Iopa =Vref − Vin

Ropa1(4)


Tale corrente scorre anche nella resi-stenza Ropa2 per cui la tensione di uscitae data da:

Vout = Ropa2Iopa + Vref (5)

Sostituendo la 10, si ottiene la tensionedi uscita:

Vout =(

Ropa2

Ropa1+ 1

)Vref −

(Ropa2

Ropa1

)Vin

(6)

In definitiva il primo stadio non fa altroche confrontare la tensione Vin con la ten-sione di riferimento e fornire una tensio-ne decrescente nel caso in cui Vin > Vref ,viceversa nel caso in cui Vin < Vref . Evi-dentemente, quando il termine negativodella 10 diventa maggiore del terminepositivo, la tensione in uscita inverte lapendenza. Andiamo ad analizzare ora ilblocco integratore riportato in figura 16.

Figura 16: Circuito integratore

In questo caso si ottiene che la tensionein uscita all’integratore vale:

Vout(t) = − 1RC

∫ t

0Vin(t)dt (7)

che nel dominio di Laplace diventa:

Vout(s) = − 1sRC

sVin(s) (8)

La tensione di uscita e quindi una ram-pa con costante di tempo τ = RC. L’ul-timo blocco non e altro che un compa-ratore che esegue il confronto tra un se-gnale fissato da un trimmer resistivo e latensione stabilita dall’integratore (ram-pa). La figura 17 mostra la tensione diuscita prima del comparatore finale.

Dalla figura 14 si nota come la tensionedi riferimento viene riportata sia sull’ope-razionale U1A che sull’operazionale U1B.Questo permette di avere uno sweep del-l’uscita a dente di sega su entrambi i fron-ti di salita e discesa, centrata intorno allaVref .

La tensione cosı ottenuta viene riporta-ta all’ingresso del comparatore e confron-tata con la tensione continua fissata at-traverso il trimmer R8 (nell’esempio, talevalore - Vr - e fissato a 6V). In uscita alcomparatore avremo quindi una tensio-ne positiva (Vcc), se il livello di tensionedella rampa supera il valore di Vr, groundnel caso contrario. La figura 18 mostra la




Figura 17: Uscita a dente di sega



Figura 18: Segnale PWM di uscita

tensione all’uscita del comparatore U1Covvero, il segnale PWM con R8 settatoal 50% del suo valore nominale.

In questo caso la variazione dell’am-piezza degli impulsi e quindi la mosu-lazione d’ampiezza, avviene variando iltrimmer R8 ovvero, la tensione di rife-rimento Vr. L’uscita puo essere poi colle-gata ad un transistor di potenza che per-metta di pilotare il carico con correnti diassorbimento sostenute.

11 Un circuito pratico

In questa sezione trattero la costruzionedi un circuito di controllo per due mo-tori DC basato sull’integrato L298 dellaST Microelectronics. La figura 19 mostrala struttura interna dell’IC L298 dove sipuo notare la presenza di due circuiti aponte-H con relativa logica di controllo.Ogni ramo del ponte-H ha una proprialinea di controllo (In1, In2 per il primoponte-H e In3, In4 per il secondo). Inol-tre sono disponibili due ingressi per l’a-bilitazione e li spegnimento dei ponti-H

(EnA, EnB). La tabella 2 mostra le pos-sibili configurazioni dei segnali di control-lo del chip L298. Come si puo notare ilsegnale PWM viene applicato sui segnalidi enable, mentre la direzione di marciaviene controllata attraverso le linee di in-gresso (In1, In2 per il motore A e In3, In4per il motore B). E’ evidente che le coppiedei segnali di ingresso sono controllate inopposizione di fase. Questo consente dipilotare gli switch del ponte-H in modotale da fornire i percorsi esatti alla cor-rente che scorre nei motori. La figura 20mostra lo schema completo del circuitodi controllo con l’aggiunta di alcuni com-ponenti esterni. I due transistor BC337servono ad avere i segnali di ingresso inopposizione di fase. Infatti, quando In1 eal livello logico alto, il transistor essendopolarizzato porta il segnale In2 al livellologico basso e viceversa. I diodi presentisulle linee di uscita servono a smorzare ipicchi di corrente che si creano sugli av-volgimenti del motore al fine di evitare didanneggiare i transistor FET del ponte-H. Il jumper 2 serve a stabilire se i moto-



Figura 19: Struttura interna L298

In1 In2 EnA Motore A In3 In4 EnB Motore BH L PWM avanti L H PWM indietroL H PWM indietro H L PWM avanti

Tabella 2: Controllo L298

Figura 20: Schema del circuito di controllo



Figura 21: PCB della scheda di controllo

ri vengono controllati indipendentemen-te (nessuna chiusura sul jumper), insiemeattraverso la linea SV1 1 (jumper chiusosu 1,2) o attraverso la linea SV1 2 (jum-per chiuso su 2,3). Qui di seguito vieneriportata la lista componenti con relativaindicazione dei segnali di ingresso/uscita.C1=100nC2=100nC3=100nC4=100nD1=FR303D2=FR303D3=FR303D4=FR303D5=FR303D6=FR303D7=FR303D8=FR303IC1=L298JP1=jumper lettura tensioni monitorag-gio corrente assorbitaJP2=jumper selezione modalita control-lo indipendente motoriLED1=LED3MMLED2=LED3MM

Q1=BC337Q2=BC337R1 = 330ΩR2 = 330ΩR3 = 10KΩR4 = 10KΩR5 = 10KΩR6 = 10KΩR7 = 4.7KΩR8 = 4.7KΩR9 = 0.22ΩR10 = 0.22ΩSV1=connettore 6 poli:SV 1 1:EnA (segnale PWM)SV 1 2:EnB (segnale PWM)SV 1 3:direzione marcia motore ASV 1 4:direzione marcia motore BSV 1 5:lettura encoder ASV 1 6:lettura encoder BX1:X1 1:uscita 1 motore AX1 2:uscita 2 motore AX2:X2 1:uscita 1 motore BX2 2:uscita 2 motore BX3:



X3 1:GND motoriX3 2:alimentazione motoriX4:X4 1:GND encoderX4 2:VCC encoder/alimentazione logica5VX4 3:DATA encoderX5:X5 3:GND encoderX5 2:VCC encoder/alimentazione logica5VX5 1:DATA encoderLa figura 21 mostra il circuito stampatodella scheda di controllo a due canali. Ilfile relativo allo schematico e al PCB so-no reperibili nella sezione ”Elettronica”del sito ”http://www.mmetft.it”.

La figura 22 infine, mostra la schedacomplessiva dopo il montaggio. Le re-sistenze di sensing non sono state mon-tate in quanto non ho previsto un con-trollo della corrente assorbita nella miaapplicazione. Le resistenze, in questo ca-so, vengono sostituite da due spezzoni difilo conduttore al fine di permettere lacontinuita del circuito.

12 La programmazione del PIC

L’ultimo passo consiste nella program-mazione del modulo PWM presente neimicrocontrollori della Microchip. Il PICpreso in considerazione e il PIC16F877Ache possiede un numero linee di I/O suffi-ciente a coprire svariate applicazioni, an-che complesse. La prima parte di codi-ce riguarda l’assegnazione dei registri diconfigurazione (figura 23).

La figura 24 mostra la piedinatura delPIC in questione e come si puo vedere,il modulo PWM utilizza la linea 2 del-la porta C. Tale linea deve essere quindiconfigurata come linea di uscita.

Figura 23: Definizione registri

Figura 24: Piedinatura del PIC16F877A



Figura 22: Montaggio finale della scheda

Figura 25: Inizializzazione registri



Il codice riportato in figura 25 rappre-senta l’inizializzazione del modulo PWMe dei registri relativi alla configurazionedelle linee di I/O.

Il peridodo del segnale switchinggenerato e dato dalla seguente formula:

TPWM=[(PR2)+1]·4·TOSC ·(TMR2pres) (9)

Il valore del prescaler relativo al timer 2viene settato attraverso i due bit meno si-gnificativi (T2CKPS1,T2CKPS0) del re-gistro T2CON riportato nella figura 26.Dal codice si nota che il registro viene set-tato al valore 0x04 esadecimale (0000100binario) che corrisponde ad una configu-razione del prescaler 1:1, mentre il settag-gio del bit 2 (TMR2ON) permette l’ac-censione del timer stesso. Il registro PR2viene settato al valore 0xFF esadecimale(255 decimale). Con questi valori, suppo-nendo una frequenza di oscillazione paria 20MHz, il valore del periodo del segnalePWM e dato da:

TPWM=256·4·5·10−8=5.12·10−5 (10)

La frequenza di switching e quindi pari

Figura 26: Registro T2CON

all’inverso del periodo ovvero, 19.53KHz.La risoluzione massima e fissata a 10 bitttraverso gli 8 bit del registro CCPR1L ei bit 4 e 5 del registro CCP1CON che ven-gono settati sempre a ”1” logico. Il dutycycle del segnale PWM viene calcolatomediante la seguente relazione:

PWMdc=(CCPR1L:CCP1CON(5,4)·TOSC ·(TMR2pres)

(11)

Il codice riportato in figura 27 consentedi incrementare il duty cicle partendo daun valore minimo fino al valore massimoper poi riscendere al valore minimo cicli-camente. La trattazione qui presentata

Figura 27: Pilotaggio PWM - duty cycle

riguarda il controllo di un solo moduloPWM e quindi il controllo di un solo mo-tore. L’utilizzo del secondo modulo con-siste semplicemente nella definizione deiregistri ad esso collegati. Le considerazio-ni fatte per il primo modulo sono validianche per il secondo modulo PWM. Vo-lendo aggiungere la possibilita di cambia-re il verso di rotazione, e possibile utiliz-zare una linea di I/O addizionale che im-posti il livello logico voluto sulle linee diingresso della scheda di controllo (In1,In2oppure In3,In4). La figura 28 mostra ilcollegamento del PIC alla scheda di po-tenza dove per il controllo del verso di ro-tazione, per esempio, si utilizza la linea 5della porta B.

Figura 28: Collegamento PIC / MMEPWM



Riferimenti bibliografici

[1] Michele Marino, ‘Introduzione alla retroazione‘, http://www.mmetft.it (sezioneelettronica).

[2] APEX MicroTechnology, ‘Pulse Width Modulation Amplifier‘, Application Note30.

[3] Microchip, ‘PIC16F87X Datasheet‘, Microchip Arizona.

[4] Bimal Bose, ‘Power Electronics and Motor Drivers‘, 2006, Elsevier Inc.


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