Pontificia Universidad Católica de Chile - ESTIMACIÓN DE ......Tesis para optar al grado de...
163
PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA ESTIMACIÓN DE POSICIÓN Y CONTROL SIMPLIFICADO DE CORRIENTE PARA MOTORES BLDC, USANDO TECNOLOGÍA DSP MATÍAS RODRÍGUEZ ARNAL Tesis para optar al grado de Magister en Ciencias de la Ingeniería Profesor Supervisor: JUAN W. DIXON ROJAS Santiago de Chile, Agosto, 2002
Transcript of Pontificia Universidad Católica de Chile - ESTIMACIÓN DE ......Tesis para optar al grado de...
PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA
ESTIMACIÓN DE POSICIÓN Y CONTROL SIMPLIFICADO DE CORRIENTE PARA MOTORES
BLDC, USANDO TECNOLOGÍA DSP
MATÍAS RODRÍGUEZ ARNAL
Tesis para optar al grado de Magister en Ciencias de la Ingeniería
Profesor Supervisor: JUAN W. DIXON ROJAS
Santiago de Chile, Agosto, 2002
PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA Departamento de Ingeniería Eléctrica
ESTIMACIÓN DE POSICIÓN Y CONTROL SIMPLIFICADO DE
CORRIENTE PARA MOTORES BLDC, USANDO TECNOLOGÍA DSP
MATÍAS RODRÍGUEZ ARNAL
Tesis presentada a la Comisión integrada por los profesores:
JUAN DIXON R.
MARCELO GUARINI H.
JOSÉ RODRÍGUEZ P.
JOSÉ MONTECINOS R.
Para completar las exigencias del grado de Magister en Ciencias de la
Ingeniería
Santiago de Chile, Agosto de 2002
ii
A mis Padres y a la Virgo, por haberme enseñado todo.
iii
AGRADECIMIENTOS
En primer lugar quiero agradecer a mi profesor guía, Don Juan Dixon Rojas, por su constante interés y ayuda en el desarrollo de la tesis y por sobre todo su cordialidad.
Agradezco también a mis compañeros y amigos que hicieron de mi pasada por la universidad un período muy feliz. Asimismo agradezco la invaluable ayuda de
Rodrigo Huerta con quien trabajé durante un año en el desarrollo de la investigación.
iv
INDICE GENERAL
Pág.
DEDICATORIA........................................................................................................ii
AGRADECIMIENTOS................................................................................................. iii
INDICE GENERAL...................................................................................................... iv
INDICE DE TABLAS..................................................................................................vii
INDICE DE FIGURAS............................................................................................... viii
RESUMEN ................................................................................................................... xi
ABSTRACT.................................................................................................................xii
I. Introducción......................................................................................................... 1 1.1 Introducción................................................................................................. 1
1.2 Alcances de la Tesis ..................................................................................... 3 1.3 Organización de la Tesis ............................................................................... 3
II. Componentes del Sistema de Tracción.................................................................. 5 2.1 Introducción................................................................................................. 5 2.2 Sistema Proveedor de Energía Eléctrica........................................................ 5 2.3 Convertidor de Potencia ............................................................................... 6
2.4 Motor de Tracción....................................................................................... 9 2.4.1 Motores de Imanes Permanentes....................................................... 10 2.4.2 Operación de la Máquina PMSM..................................................... 15 2.4.3 Operación de la Máquina BLDC....................................................... 16
2.5 Controlador ............................................................................................... 18
III Sistema de Control de Correinte ......................................................................... 20
v
3.1 Introducción............................................................................................... 20
3.2 Esquemas de Control de la Máquina BLDC................................................ 20 3.2.1 Control de Barra............................................................................... 21 3.2.2 Control de Línea............................................................................... 21
3.3 Sistema de Control Propuesto .................................................................... 22
3.4 Medición de Señales de Corriente .............................................................. 25 3.5 Comunicación entre Controlador e Inversor ................................................ 28
IV Estimación de la Posición del Rotor Sin Sensor.................................................... 35 4.1 Introducción............................................................................................... 35 4.2 Descripción del Método............................................................................. 35
4.2.1 Banda de Histéresis .......................................................................... 40
4.2.2 Segunda Derivada............................................................................. 41 4.3 Implementación en Motor PMSM.............................................................. 42 4.4 Método Estadístico para Determinar Pendientes.......................................... 44
V Diseño e Implementación de las Tarjetas de Control............................................ 48 5.1 Introducción............................................................................................... 48 5.2 Líneas de Alimentación............................................................................... 49
5.3 Líneas Portadoras de Señales. .................................................................... 51 5.4 Circuitos Osciladores. ................................................................................ 51 5.5 Alimentación Análoga y Digital.................................................................... 52 5.6 Implementación de las Tarjetas ................................................................... 53
VI Características y Selección de los Microcontroladores......................................... 55 6.1 Introducción............................................................................................... 55
6.2 Selección del Microprocesador .................................................................. 56 6.3 Características del DSP TMS320F241....................................................... 58
VII Software del Controlador.................................................................................... 62 7.1 Introducción............................................................................................... 62 7.2 Módulo de Inicialización del Sistema ........................................................... 63 7.3 Módulo de Control y Estimación de Posición.............................................. 64
7.2.3 Módulo de Comunicación Serial........................................................ 66
vi
VIII Resultados Experimentales.................................................................................. 71
8.1 Pruebas del Control de Corriente................................................................ 73 8.2 Pruebas del Estimador de Posición............................................................. 76
IX Conclusiones y Trabajo Futuro............................................................................ 79 9.1 Conclusiones.............................................................................................. 79 9.2 Trabajo Futuro........................................................................................... 79
9.2.1 Mejoras al Control de Corriente........................................................ 80
9.2.2 Mejoras al Estimador de Posición..................................................... 80 9.2.3 Mejoras al Funcionamiento del DSP.................................................. 81 9.2.4 Mejoras a la Seguridad..................................................................... 82
BIBLIOGRAFIA......................................................................................................... 89
ANEXOS.................................................................................................................... 89 Anexo 1 : Arreglo Lógico Programable GAL20V8.............................................. 90 Anexo 2 : Formato Numérico Digital QM.N........................................................ 93 Anexo 3 : Comparación Máquinas BLDC y PMSM............................................ 99
Anexo 4 : Circuitos Impresos de las Tarjetas Diseñadas..................................... 106 Anexo 5 : Programa en Lenguaje Assembler del Controlador............................. 111 Anexo 6 : Especificaciones Técnicas de los Circuitos Integrados Utilizados ........ 128 Anexo 7 : Especificaciones Técnicas de los Componentes de Potencia ............... 139
Anexo 8 : Método de los Mínimos Cuadrados................................................... 146
vii
INDICE DE TABLAS
Pág.
Tabla 2.1: Dispositivos semiconductores de potencia ....................................................... 9
Tabla 2.2: Características de distintos imanes permanenes ............................................. 12
Tabla 3.1: Estado de IGBTs en función de la posición del rotor ..................................... 30
Tabla 6.1: Comparación de microprocesadores ............................................................ 57
Tabla 7.1: Set de instrucciones al DSP.......................................................................... 69
viii
INDICE DE FIGURAS
Pág.
Figura 2.1: Sistema de Tracción Eléctrica........................................................................ 5
Figura 2.2: Chopper alimentando motor DC.................................................................... 7
Figura 2.3: Conversor motor de reluctancia ..................................................................... 7
Figura 2.4: Conversor DC-AC o Inversor....................................................................... 8
Figura 2.5: Tipos de Máquinas Eléctricas...................................................................... 10
Figura 2.6: Diagrama de flujos magnéticos..................................................................... 13
Figura 2.7: Opciones de montaje de imanes .................................................................. 14
Figura 2.8: Diagrama de tensiones inducidas y corrientes de fase ................................... 14
Figura 2.9: Diagrama fasorial y torque-velocidad de maquina PMSM............................ 16
Figura 2.10: Diagrama de rotor y estator y forma de onda de corrientes para máquina BLDC................................................................................................... 17
Figura 3.1: Esquema de Control de Barra ..................................................................... 21
Figura 3.2: Esquema de Control de Línea...................................................................... 22
Figura 3.3: Forma de Onda de las Corrientes de Fase de un BLDCM........................... 23
Figura 3.4: Esquema de Control en Versión Analógica .................................................. 24
Figura 3.5: Esquema de Control en su Versión Digital.................................................... 25
Figura 3.6: Esquema amplificador INA117 ................................................................... 26
Figura 3.7: Esquema Filtro universal UAF42................................................................. 27
Figura 3.8: Esquema de Conexiones ............................................................................. 28
ix
Figura 3.9: Diagrama transmisión señales de encendido de los IGBTs ............................ 29
Figura 3.10: Circuito Transmisor y Receptor en Niveles TTL......................................... 32
Figura 3.11: Esquema de Conexiones Generador de Disparos....................................... 34
Figura 4.1: Diagrama de Corrinets y Tensiones Inducidas por Fase................................ 37
Figura 4.2: Modelo de Máquina de Imanes Permanentes............................................... 38
Figura 4.3: Diagrama de Conmutaciones y Circuitos Equivalentes.................................. 39
Figura 4.4: Conmutación utilizando banda de histéresis .................................................. 41
Figura 4.5: Conmutación utilizando segunda derivada .................................................... 42
Figura 4.5: Diagrama de Corrientes y Pendientes de PMSM ......................................... 43
Figura 4.6: Esquema de Sampleo de Corriente.............................................................. 45
Figura 5.1: Inversor CMOS.......................................................................................... 49
Figura 5.2: Corriente de alimentación de circuitos CMOS durante conmutación............. 50
Figura 5.3: Alimentación de IC ..................................................................................... 51
Figura 5.4: Esquema ubicación circuito oscilador en DSP.............................................. 52
Figura 5.5: Tarjeta DSP................................................................................................ 53
Figura 5.6: Tarjeta Generadora de Disparos.................................................................. 54
Figura 6.1: Diagrama funcional del DSP TMS320F241................................................. 59
Figura 6.2: Diagrama funcional de la CPU..................................................................... 60
Figura 7.1: Diagrama de bloques módulo 1 ................................................................... 64
Figura 7.2: Diagrama de bloques módulo 2 ................................................................... 65
x
Figura 7.3: Diagrama de bloques módulo 3 ................................................................... 68
Figura 7.4: Interfaz con usuario en Matlab..................................................................... 70
Figura 8.1: Banco de pruebas....................................................................................... 72
Figura 8.2: Corrientes de fase en operación con fuente de voltaje .................................. 73
Figura 8.3: Pruebas de control de corriente ................................................................... 74
Figura 8.4: Pruebas de control de corriente ................................................................... 75
Figura 8.5: Respuesta a escalón de referencia................................................................ 75
Figura 8.6: dIMAX/dt para distintos valores de VDC ......................................................... 76
Figura 8.7: Pruebas al funcionamiento del estimador de posición.................................... 78
xi
RESUMEN
En vehículos eléctricos, al igual que en otras aplicaciones, se requiere un control amplio de velocidad y torque de los motores eléctricos. Desde hace unos años se ha comenzado a utilizar masivamente el motor de imanes permanentes alimentado con
corriente continua, también conocido como “Brushless DC Motor” (BLDC). Este tipo de motor presenta ventajas por sobre otros entre las que se destacan su baja necesidad de mantenimiento, alta razón potencia-peso y excelentes eficiencias (en torno al 95% como máximo). Estos motores requieren de un inversor que suministre la corriente necesaria a
cada una de sus fases y se sincronice con la velocidad a la cual gira su rotor.
El primer objetivo de la tesis es diseñar e implementar un sistema de
control de corriente para el inversor basado en tecnología de procesadores digitales de señales (DSP) de última generación. Se desea controlar el torque generado en el eje de la máquina, pensando siempre en una aplicación en el ámbito de la tracción eléctrica.
Para sincronizar el funcionamiento del inversor con el giro del motor clásicamente se han utilizado sensores de posición mecánicos acoplados al eje de giro. Estos presentan el inconveniente de significar un incremento en los costos del sistema y
poseer una baja confiabilidad. Por esto se propuso como segundo objetivo el diseñar un sistema que determine la posición del rotor utilizando las variables ya adquiridas para el control descrito anteriormente, vale decir, utilizar la información contenida en las corrientes de fase.
Los resultados esperados para la tesis son lograr un control y estimador de posición eficiente y fácilmente adaptable a cualquier motor del tipo BLDC.
xii
ABSTRACT
This tesis describes a different way to sense the phase currents and to estimate de rotor position of a Brushless DC (BLDC) motor. For current control, the current is sensed taking the absolute value of two of the three phases, transforming this information in
a dc current IMAX, which is finally compared with a reference value from the accelerator pedal. With this method of control, all the transistors of the inverter are commutated with the same PWM signal. Based on the last property of the current controller developed, the paper proposes a method to estimate the instantaneous position of the rotor, which is
based on the determination of the current slopes during the conduction periods. The main characteristic of this type of motor, fed with quasi-square-wave currents, is that it only needs a six-position sensor, and one current controller for its full torque control. The solution proposed makes use of information contained in the slopes of the currents,
calculating the six commutation points required. The system was implemented using a fast digital signal processor (TMS320F241) which is programmed with a closed loop PI control for the phase currents. The processor also makes all the calculations required for position estimation. Additionally, the PWM signals are transmitted through a fiber optic link
to minimize noise production and possibilities of error on commutations. Because of a lack of BLDC in laboratory, the motor tested was a 12kW (16HP) permanent magnet synchronous motor (PMSM), with sinusoidal back emf. This machine has been tested with quasi-square current waveforms using the method proposed, and fed with an IGBT
inverter working at 15 kHz commutation frequency. Experimental results of the currents and the way the slopes of current locus are obtained are shown.
1
I. INTRODUCCIÓN
1.1 Introducción
Los vehículos eléctricos han tenido, a diferencia de lo que se pudiera pensar, una larga existencia que ha pasado por grandes apogeos pero también por grandes caídas. Su historia tecnológica comienza hace más de un siglo cuando se presentaban los vehículos eléctricos como el medio de transporte del futuro, para luego prácticamente desaparecer
por completo de las calles. Sin embargo, en los últimos años ha empezado a cobrar un nuevo impulso vislumbrándose la tecnología del auto eléctrico como la necesaria evolución de los medios de transporte para el futuro.
Primero un poco de historia. Los orígenes de la tracción eléctrica se remontan a mediados del siglo XIX donde los desarrollos de los vehículos de combustión interna iban a la par con sus homólogos eléctricos. El primer motor eléctrico construido fue el de
Joseph Henry el año 1831 y en febrero de 1837 Thomas Davenport, un herrero de Vermont, obtiene la primera patente de un motor eléctrico. Alrededor del año 1842 se fabrican los primeros vehículos exitosos, uno diseñado por el mismo Davenport y otro por el escoses Robert Davidson [1]. En 1847 Moses Farmer en Massachussets diseña una
locomotora para dos personas operada con baterías y que anda sobre rieles. A partir de mediados de la década de 1880 y durante casi cuarenta años, se comercializaron vehículos eléctricos los que competían con los vehículos de combustión interna y los carruajes propulsados por vapor [15]. Estos primeros vehículos eléctricos eran propulsados por
motores de corriente continua controlados mediante la conexión y desconexión de arreglos de baterías conectadas en serie o en paralelo. Finalmente llegó el momento en que las investigaciones se detuvieron, puesto que no se encontró en su momento una solución satisfactoria para la problemática del almacenamiento de la energía eléctrica. Así,
alrededor de 1920, se declaró ganador indiscutido de la carrera a los vehículos de combustión interna que eran capaces de almacenar grandes cantidades de energía en la forma de combustible.
Durante el siglo XX hubo grandes avances en la electrónica de potencia, los cuales incluían la invención de los transistores de silicio en 1948 y posteriormente en 1956 el transistor de disparo PNPN o tiristor, que eran válvulas electrónicas que permitían
2
eliminar las resistencias que controlan los motores de corriente continua y sustituirlas por
choppers1. Luego a comienzos de los años 80 se inventan los Transistores de potencia y los GTO, naciendo así los primeros inversores que eran capaces de alimentar los robustos motores de inducción desde una fuente de corriente continua. La siguiente etapa en el desarrollo de los sistemas de tracción fue la invención de las válvulas IGBT y de los
motores de imanes permanentes. Pero para que los vehículos eléctricos volvieran a competir con los de combustión interna hizo falta un detonante.
Es por todos conocido el hecho que en materia de transporte el combustible fósil ha sido la fuente primaria de energía, pero también es sabido que las reservas de combustibles en la tierra son limitadas y día a día su costo de extracción se ha elevado. Adicionalmente, observando la historia reciente que incluye guerras en el Golfo Pérsico y
otros conflictos mayores en el medio oriente, comenzó a tomar relevancia la posibilidad de utilizar formas alternativas de energía por una cuestión de tipo estratégico al disminuir la dependencia energética existente. Si a lo anterior se le suma el cada día más importante factor ecológico, la alternativa de la energía eléctrica como fuente primaria tanto para
tracción, como para la industria, se ha hecho muy interesante.
En las últimas décadas se ha tomado, principalmente en los países
desarrollados, una actitud de fomento al uso de energías renovables y no contaminantes. Es así que por ejemplo, en el estado de California se propuso un plan de incentivos o subvenciones con el fin de lograr que el 10% del parque automotriz sea del tipo ZEV (Zero Emision Vehicles) para el año 2003. Esta es la ley denominada ZIF o “ZEV
Incentive Program”, la que fue aprobada el día 30 de Septiembre de 2000, ella otorga inicialmente 18 millones de dólares para financiar estos incentivos y luego el año 2001 se le suman 10 millones de dólares adicionales [2, 3]. En Chile también se han dado pasos en esa dirección, con medidas como la prohibición de la utilización de vehículos
contaminantes para el transporte de carga en el centro de Santiago. Otros incentivos que pueden favorecer la proliferación de los vehículos eléctricos en Chile es el nuevo sistema tarifario ofrecido por Chilectra, que reduce significantemente el costo de la energía consumida en horarios no punta.
1 Dispositivo electrónico que permite transformar una fuente de tensión fija en variable.
3
En suma, la tracción eléctrica es un área que ha presentado un desafío
importante a los científicos e investigadores de hoy en día, que estudian temas tan diversos como electrónica de potencia, control de motores, diseño de motores, aerodinámica, etc. los que se combinan para buscar solución a las problemáticas planteadas para esta área del desarrollo. Dentro de los problemas a solucionar se encuentran el mejor
aprovechamiento de la energía, la capacidad de almacenarla, mejorar la confiabilidad de los sistemas, reducir los costos de desarrollo y producción, entre otros.
1.2 Alcances de la Tesis
Dentro de la problemática del desarrollo de los vehículos eléctricos y los
diferentes temas relacionados que se investigan, en esta tesis se ha planteado el desafío de diseñar y construir un sistema de control de corriente y un método de estimación de posición para un motor de imanes permanentes, utilizando la última tecnología digital de microcontroladores. Recientemente se han desarrollado dispositivos digitales que integran
una serie de elementos que permiten su uso en aplicaciones específicas de control, con una reducción en el número de componentes requeridos y con la consiguiente mejora en la confiabilidad y versatilidad de los controladores.
En una memoria anterior se había desarrollado un sistema de control de corriente para este tipo de motores [8, 18] el cual utilizaba tecnología analógica. Como primer objetivo de esta tesis se planteó implementar el mismo sistema de control existente
pero en su forma digital. Luego, como segundo y principal objetivo, se propuso diseñar un sistema de estimación de la posición instantánea del rotor.
En síntesis en la presente tesis se plantean dos objetivos primarios. En primer lugar implementar un control de corriente digital para un motor de imanes permanentes del tipo BLDC, y en segundo lugar diseñar, un sistema que permita detectar la posición del rotor sin la necesidad de contar con un sensor acoplado al eje de giro.
1.3 Organización de la Tesis
En el capítulo II se realiza una revisión de los componentes que conforman un sistema de tracción para un vehículo eléctrico. Se describe el sistema de acumuladores de energía, el conversor de potencia, el motor y el controlador. Se hace además una
4
descripción del funcionamiento de las máquinas de imanes permanentes y se realiza un
análisis de los dos tipos de máquinas de imanes más utilizadas en la actualidad, las cuales son el “Brushless DC Motor” y el Permanent Magnet Synchronous Motor”.
En el capítulo III se hace una descripción del sistema de control de corriente requerido por el motor a controlar y un estudio del hardware utilizado para implementar este sistema de control basado en un microprocesador. Se describen los circuitos para la adquisición de las señales de corriente y el sistema de comunicación entre el controlador y
el inversor.
En el capítulo IV se desarrolla el marco teórico para el sistema de estimación
de la posición del rotor. Se analiza el modelo circuital de los motores de imanes permanentes y cómo es posible estimar esta posición a partir de la información contenida en las corrientes de línea.
En el capítulo V se describen las consideraciones necesarias para diseñar las tarjetas de control. Se enumeran las fuentes de ruido que merman la capacidad del sistema y qué medidas pueden tomarse para aminorar estos efectos.
En el capítulo VI se revisa la información referente a la selección y características de los microprocesadores disponibles y en particular las ventajas que
presenta el utilizado.
En el capítulo VII se describe el software del controlador, su arquitectura y
los módulos que lo componen.
En el capítulo VIII se presentan los resultados experimentales del sistema
tanto para el controlador de corriente, como para el sistema estimador de posición.
Finalmente, en el capítulo IX se entregan las conclusiones del trabajo realizado
y un resumen del posible trabajo a futuro como continuación del tema del control digital de motores de imanes permanentes.
5
II. COMPONENTES DEL SISTEMA DE TRACCIÓN
2.1 Introducción
En este capítulo se hará una breve descripción de los diferentes bloques que constituyen el sistema de tracción utilizado en un vehículo eléctrico. Estos bloques son esencialmente cuatro. En primer lugar, el sistema proveedor de energía eléctrica, luego el convertidor de potencia, el motor de tracción y finalmente el controlador. Estos se
interconectan de la manera que ilustra la Figura 2.1.
Convertidor
de Potencia
Motor Proveedor de
Energía Eléctrica
Controlador
Señales de control Sensores de corriente y posición
Sensores de tensión
Barra DC
Figura 2.1: Sistema de tracción eléctrica
2.2 Sistema Proveedor de Energía Eléctrica
Los vehículos eléctricos requieren de un sistema proveedor de energía. En la actualidad el más comúnmente utilizado es el banco de baterías que almacena energía química y por medio de una reacción de oxido-reducción se entrega energía eléctrica. Existen otras alternativas que se investigan como son los volantes que almacenan energía
cinética y por medio de un generador la transforman en energía eléctrica, o sistemas basados en celdas de combustible que mediante la transformación de hidrógeno y oxígeno
6
en agua generan electricidad en un proceso inverso al de la electrólisis. Además es posible
utilizar otras tecnologías como son las celdas solares pero esta alternativa ha sido sólo para aplicaciones de vehículos eléctricos de laboratorio [12] ya que no es aun viable principalmente por restricciones debido a su costo y baja eficiencia.
En el mercado se encuentran disponibles una variedad de familias de baterías, siendo las más económicas y utilizadas las de plomo-ácido. A estas le siguen las de Níquel-Hidruro-Metálico que ya se encuentran disponibles para algunos vehículos
comerciales como son el RAV4 de Toyota o el EV1 de General Motors y las de Níquel-Cadmio que utilizan vehículos como el Nissan FEV. Otras tecnologías que comienzan a ser utilizadas son las basadas en Litio (Litio-Ion o Litio-Polímero) pero estas aun tienen costos prohibitivos. Se espera que en el futuro sea posible contar con bancos de baterías que
permitan autonomías similares a las prestadas por los vehículos de combustión interna, es decir, en el rango entre 300 a 400 Km. La otra tecnología que muy probablemente se utilice en los vehículos eléctricos a corto plazo son las celdas de combustible, principalmente las de tecnología de polímero sólido (PEM) que operan a temperatura
ambiente y pueden utilizar como combustible hidrógeno puro o bien algún hidrocarburo con un reformador externo [9]. En el caso de necesitar un reformador, el vehículo no sería ZEV, pero los niveles de contaminación corresponden tan solo a un 10% de lo que contamina un auto convencional, y su eficiencia es tres veces superior. La gran ventaja de
las celdas de combustible es que la autonomía del vehículo depende, al igual que en los vehículos convencionales, de la cantidad de combustible que lleve en sus depósitos.
2.3 Convertidor de Potencia
El convertidor de potencia es el equipo interfaz entre los proveedores de
energía eléctrica y el motor. En la inmensa mayoría de los vehículos eléctricos autónomos, con la excepción de aquellos experimentales que utilizan volantes, la energía entregada es en corriente y tensión continua, y el motor, dependiendo del tipo, requiere diferentes tipos de alimentación. Para los motores de corriente continua se requieren sistemas de choppers
o conversores DC-DC que entregan una tensión variable. En la Figura 2.2 se ilustra un sistema de chopper alimentando un motor DC.
7
Figura 2.2: Chopper alimentando motor DC
Para las máquinas de reluctancia se requiere un convertidor especial que opera con las dos válvulas de cada fase sincronizadas, es decir, se abren y cierran al mismo tiempo. Un esquema de este tipo de convertidor se presenta en la Figura 2.3.
Proveedor de Energía
Convertidor Motor Reluctancia
Barra DC
Figura 2.3: Conversor motor de reluctancia
Por otro lado para máquinas de Corriente alterna, como en el caso particular
de motores de imanes permanentes, se requieren conversores DC-AC o inversores, los que toman la tensión continua de los acumuladores y la convierten en una tensión alterna controlada en magnitud y frecuencia. La topología de estos inversores se ilustra en la Figura 2.4. Ellos están formados por seis válvulas de potencia con seis diodos en conexión
8
antiparalela, que permiten un flujo de corriente en sentido inverso. Este flujo se mantiene
hasta que la tensión en las bobinas del motor cae por debajo de la tensión de la barra DC. Es importante mencionar que todos los convertidores de potencia mencionados son reversibles en potencia, por lo que permiten el frenado regenerativo del vehículo.
Proveedor de Energía
Inversor
Motor AC
Barra DC
Figura 2.4: Conversor DC-AC o Inversor
El inversor, a diferencia del convertidor de potencia para los motores de
reluctancia mostrado anteriormente, nunca opera con dos válvulas de la misma fase cerradas simultáneamente, pues esto significaría un cortocircuito en las barras DC. El inversor puede generar corrientes sinusoidales para alimentar motores síncronos y de inducción, o bien con formas especiales, como las requeridas para los motores BLDC2,
donde se desean corrientes con una forma de onda cuasi cuadrada. Esto quedará definido solamente por el controlador, el cual se describe más adelante en este capítulo.
Todos los conversores de potencia basan su funcionamiento en las válvulas de potencia. En los últimos años, la electrónica de potencia de estado sólido ha experimentado un progreso significativo en lo que respecta a niveles de potencia (corriente y tensión máxima admitida) y eficiencias alcanzadas por las válvulas de potencia. Esta
eficiencia está dada por la resistencia que ofrece al flujo de corriente en su estado activo.
2 Brushless DC (BLDC) tipo de motor de imanes permanentes de amplia utilización en
vehículos de tracción eléctrica.
9
Otro factor sumamente importante es la velocidad de conmutación, que es un parámetro
que determinará la capacidad de generar corrientes con bajos contenidos armónicos y más controlados. En la tabla 2.1 se muestran las especificaciones de los dispositivos semiconductores más utilizados en la actualidad [6].
Tabla 2.1: Dispositivos semiconductores de potencia
Semiconductor Voltaje Corriente Frecuencia T. conmutación Resitencia (activo)
[V] max [A] max [Hz] max [us] [Ohms]Diodos 5000 5000 1k 100 0.16mGTO 6000 3000 10k 15 2.5mTransistor darlington 400 250 20k 9 4mMOSFET 1000 100 100k 0.7 0.6IGBT 4500 900 20k 2.3 60mMCT 900 150 20k 2.2 18m
Para los vehículos eléctricos de hoy en día la válvula electrónica más utilizada
es el IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), dadas sus características de alta impedancia de entrada, relativamente alta velocidad de conmutación y alta potencia. Recientemente se han desarrollado los IGBT de tecnología NPT (non-punch-through) que llegan a operar a frecuencias de conmutación de 300 kHz y con tensiones de hasta 1000
Volts [21, 5].
El inversor particular que se desea controlar en este trabajo, fue desarrollado
en base a IGBTs de la empresa Powerex, de 400 Amperes y 600 Volts y con una frecuencia de conmutación máxima de 20 kHz. La descripción detallada del inversor a controlar se encuentra en la referencia bibliográfica [25].
2.4 Motor de Tracción
Uno de los elementos fundamentales en un vehículo eléctrico lo constituye su motor, el que debe ser capaz de suministrar torque en forma uniforme, controlada y eficiente. Para satisfacer esta necesidad existe una amplia gama de alternativas las que incluyen los motores DC, de inducción, síncronos, de reluctancia y paso a paso, los que a
su vez tienen sus variantes particulares. En la Figura que sigue se ilustran estas alternativas ordenadas según el tipo de motor.
10
Máquinas Eléctricas
Con Escobillas Sin Escobillas
Inducción Rotor Bobinado
Corriente Continua
SíncronaExcitación Bobinada
Inducción Jaulade Ardilla
BrushlessDC
BrushlessSíncrono
Reluctancia Paso-a-Paso
Máquinas Eléctricas
Con Escobillas Sin Escobillas
Inducción Rotor Bobinado
Corriente Continua
SíncronaExcitación Bobinada
Inducción Jaulade Ardilla
BrushlessDC
BrushlessSíncrono
Reluctancia Paso-a-Paso
Figura 2.5: Tipos de Máquinas Eléctricas
Para la mayoría de las aplicaciones hoy en día se prefieren las máquinas sin escobillas que presentan ventajas frente a las con escobillas a saber: robustez, altos torques, amplio rango de velocidad y baja mantención. Dentro de esta categoría sin escobillas, se encuentran las de inducción jaula de ardilla, imanes permanentes y de
reluctancia. De estas tres, las de imanes permanentes se presentan como las más atractivas. Su característica principal es que al eliminar las bobinas de campo y reemplazarlas por imanes permanentes, sus eficiencias eléctricas son superiores a las demás, sobrepasando el 95%. Además su razón potencia peso es mayor que la de los
otros dos motores mencionados. Otro factor de los motores de imanes permanentes es que presentan una inercia más baja y por esto responden más rápido ante cambios en el torque. Finalmente, otra característica en las que la máquina de imanes permanentes es superior, es que al no requerir una corriente de magnetización requiere de inversores de
menor tamaño.
Por otro lado, el motor de inducción presenta algunas ventajas que deben ser
mencionadas como son: un amplio rango de debilitamiento de campo, un torque muy constante, menor costo y mayor capacidad de sobrecarga y sobrecalentamiento que las máquinas de imanes permanentes.
A continuación se describen en detalle los motores de imanes permanentes sin escobillas disponibles en la actualidad.
2.4.1 Motores de Imanes Permanentes
La principal característica de este tipo de máquina es que no posee bobinas de excitación en el rotor, las que son reemplazadas por imanes permanentes. Su primera
11
ventaja es que no requiere anillos ni escobillas que implican una necesidad de mantención
periódica y limitan las velocidades de giro del rotor. Otra importante característica es que este tipo de máquina es menos susceptible a sufrir recalentamientos ya que los enrollados se encuentran solo el la parte externa del motor (es decir en el estator). Por esto es más simple su refrigeración y en general los motores de potencias bajas pueden ser enfriados
simplemente por aire.
En los últimos años se ha observado un proliferamiento de este tipo de
máquina gracias al desarrollo de mejores imanes, en los cuales se definen algunas características esenciales. En primer lugar, la densidad de flujo remanente Br, que es una medida de la fuerza de atracción o repulsión que ejerce el imán. Este parámetro es medido en Tesla o kiloGauss (1 Tesla = 10 kiloGauss). La segunda característica de los imanes
permanentes es la llamada coercitividad, que corresponde a la capacidad de resistir la desmagnetización. Esta se mide a través de la fuerza coercitiva Hc y sus unidades de medida son los kiloOersted. Un tercer factor importante al comparar imanes es la denominada temperatura de Curie Tc, que es aquella a la que el imán pierde sus
propiedades magnéticas. Finalmente otra característica usualmente indicada es el producto de energía máximo BHmax, representado por el rectángulo más grande que puede inscribirse en el cuadrante B+ H- de la curva de magnetización del imán.
En la tabla 2.2 se muestran los valores característicos de algunas familias de imanes permanentes, entre los que se destacan los “Alnicos”, las “Ferritas” y los “REPMs”. Los “Alnicos” (aleación de Aluminio, Níquel y Cobalto), presentan muy baja
coercitividad, por lo que no son aplicables a motores de tracción. Las “Ferritas” (materiales cerámicos) de valores de coercitividad y remanencia medianos, son utilizadas en motores industriales por su bajo costo, pero a costa de un peso excesivo. Finalmente los REPMs (Rare Earth Permanet Magnet) o imanes de “Tierras Raras”, son los únicos
utilizados en motores para vehículos eléctricos, pues son magnéticamente muy poderosos y permiten fabricar motores de imanes permanentes muy livianos. Dentro de los imanes REPM existen dos tipos de familias: los en base a Samario y los en base a Neodimio. Estos dos elementos químicos pertenecen a la familia de los “Lantánidos” o de las “Tierras
Raras”, de donde deriva el nombre de estos importantes imanes. El Samario forma imanes muy poderosos con el Cobalto, en tanto que el Neodimio lo hace con el Fierro y el Boro. Los imanes de Samario-Cobalto mas importantes son los del tipo “1-5” y “2-17”, en tanto
12
que los de Neodimio-Fierro-Boro conforma el imán tipo “2-14-1”. Estos números son
relaciones en peso de los elementos constituyentes, en el orden en que se han presentado en este texto. Por ejemplo “1-5” significa que el imán se forma por una unidad en peso de Samario y 5 unidades en peso de Cobalto [10].
Tabla 2.2: Características de distintos imanes permanentes
Familia Tc Br Hc Bhmax Temp. Oper.ºC kG kOe MGOe ºC
AlnicosAlnico 2 700-850 7.2 0.54 1.6 300Alnico 5 700-850 13.5 0.75 7.5 300Alnico 8 700-850 7.5 1.9 5 300
FerritasCeramic 8 450 3.8 2.9 4 150
REPM1-5 650 5-10 5-25 6-26 2502-17 800 9-12 6-25 20-31 350
2-14-1 350 8-12 8-24 12-14 150
La mayoría de las máquinas REPMs para vehículos eléctricos son fabricadas utilizando imanes de Neodimio-Fierro-Boro (Nd-Fe-B) pues presentan características
muy buenas para esta aplicación y su costo es considerablemente menor a los imanes que usan aleaciones en base a Samario, que es un material muy escaso en la tierra. Su única desventaja es que su temperatura de Curie sigue siendo baja, por lo que los motores con estos imanes deben ser protegidos para que no sufran recalentamientos, pues se podrían
llegar a desmagnetizar sus imanes.
De acuerdo con la forma en que se construyen, existen dos familias de
motores de imanes permanentes, las que difieren principalmente en la distribución del flujo magnético en su entrehierro y por consiguiente en la forma de su control. El primer tipo es el denominado “Permanent Magnet Synchronus Motor” o PMSM. Este deriva de una máquina síncrona a la que se le reemplaza la excitación bobinada por imanes permanentes.
Una característica de esta máquina es que la excitación es del tipo sinusoidal tal como los motores síncronos convencionales, y su estator es muy similar al de ellos. El segundo tipo es el denominado “Brushless DC Motor” o BLDC, el que se origina en una máquina de corriente continua, a la cual se le intercambian las funciones de excitación y armadura
13
(rotor y estator). La función conmutadora del colector mecánico de una máquina DC, es
realizada ahora por un inversor electrónico, el que alimenta el estator del motor BLDC.
En la Figura 2.6 se ilustra la distribución de flujo magnético en el entrehierro
para máquinas PMSM y BLDC.
Sinusoidal (PMSM) Trapezoidal (BLDC)
Figura 2.6: Diagrama de flujos magnéticos
En estas máquinas los imanes pueden estar montados superficialmente en el
rotor o en su interior [20]. En general la fabricación de rotores con imanes en su interior es más complicada y costosa por lo que generalmente se utiliza el método de montaje superficial. El único inconveniente de este método es que la velocidad máxima de giro está acotada por el adhesivo utilizado para fijar los imanes al rotor.
14
a) b)
Figura 2.7: Opciones de montaje de imanes a) Imanes de montaje superficial para PMSM o BLDC y b) Imanes insertos en el rotor para PMSM
Además de la excitación, la principal diferencia existente entre estas dos familias de máquinas de imanes permanentes, radica en que una se alimenta con corrientes
sinusoidales (PMSM) y la otra con corrientes escalonadas (BLDC), en conformidad a la tensión inducida en el estator que genera su rotor al girar. En la Figura 2.8 se muestran las formas de onda de corrientes de fase (i) y tensiones inducidas (e) para motores PMSM y
BLDC
Figura 2.8: Diagrama de tensiones inducidas y corrientes de fase para a) un PMSM y b) un BDCM
15
2.4.2 Operación de la Máquina PMSM
En todo tipo de aplicación, ya sean del tipo industriales o en tracción eléctrica existe una necesidad de controlar la velocidad de giro o el torque entregado por la
máquina. Según la ecuación de torque se observa que este es directamente proporcional al valor de la corriente efectiva suministrada.
T = C0 F R IS sen(δ) (2.5)
Donde: C0 : Constante de proporcionalidad
F R : Flujo del rotor debido a los imanes
IS : Corriente estatórica
δ : Ángulo entre los flujos de estator y rotor
Esta ecuación se obtiene realizando el producto vectorial (o cruz) entre las
fuerzas magnetomotrices del estator y rotor. Se observa que para un ángulo δ fijo, es posible controlar el torque directamente variando la amplitud de la corriente estatórica. La capacidad del inversor de inyectar corriente está limitada por la tensión de la barra DC (Vs) por lo que para un torque resistente dado el motor tiene acotada su velocidad de
operación. Esto se ilustra en la Figura 2.9. Por otro lado, existe la posibilidad de generar un debilitamiento de campo mediante la variación del ángulo δ , si este es mayor que 90º eléctricos se genera una componente de flujo de estator que disminuye el flujo total de la máquina. Esto permite que la tensión en terminales de la máquina disminuya por debajo de
la máxima capacidad de modulación del inversor Vs<Vm_max, y que por consiguiente el inversor pueda seguir modulando. Así la máquina puede aumentar su velocidad de operación.
16
Figura 2.9: Diagrama fasorial y torque-velocidad de maquina PMSM
2.4.3 Operación de la Máquina BLDC
Como ya se ha mencionado, esta máquina opera con corrientes cuasi
cuadradas, y en consecuencia no es posible efectuar un análisis fasorial. Sin embargo, su análisis es muy similar al de una máquina de corriente continua convencional.
La Figura 2.10 muestra la representación de rotor y estator de una máquina BLDC con un solo par de polos y un arco magnético de 180º en el rotor. Idealmente, por cada fase, la forma de onda de la fem inducida (ei) es trapezoidal y la corriente de línea es rectangular.
17
Figura 2.10: Diagrama de rotor y estator y forma de onda de corrientes para
máquina BLDC
El torque instantáneo, producto de las dos fases en conducción, está dado por la ecuación 2.6.
θdd
IT MΦ= (2.6)
Donde : I : Amplitud de la corriente rectangular
F : Flujo mutuo estator-rotor
θ : Posición angular del rotor
Existirá torque eléctrico en la medida que exista corriente de estator y variación de flujo mutuo con respecto a una variación de la posición del rotor. En general,
para un motor con un número de polos p y un número de vueltas por polo n, la expresión de torque eléctrico resulta ser:
pNBIrlT 4= (2.7)
Donde: I : Amplitud de la corriente rectangular
B : Densidad de flujo magnético del entrehierro
18
l, r : Largo y radio del rotor respectivamente
p, N : Número de polos y espiras por polo
Al igual que el caso anterior, dado que la densidad de flujo en el entrehierro es constante, se puede determinar que el torque es directamente proporcional a la amplitud de la corriente de línea por fase. Esto implica que, para controlar el torque, basta controlar
la magnitud de la corriente suministrada por el inversor [4, 17].
Si sólo existe un control de posición y no existe un control de corriente, el
comportamiento de este tipo de motor es similar al de un motor DC de excitación separada. El límite de control de torque está dado por la magnitud de la fem inducida y la tensión de la barra DC. En forma análoga a la máquina PMSM es posible efectuar un debilitamiento de campo modificando el ángulo de torque, para así extender el rango de
velocidad de esta máquina.
En el Anexo 3 se realiza un estudio que compara otras características de las
máquinas BLDC y PMSM entre las que se analizan sus rangos de velocidad, razón torque-inercia y torque por unidad de corriente.
2.5 Controlador
El controlador es el cerebro del sistema y, entre otras labores, es el encargado
de sincronizar el encendido y apagado de cada una de las válvulas que componen el convertidor de potencia, con el objetivo de entregar las corrientes y tensiones de fase necesarias para la operación del motor. Este control recibe una señal de referencia, ya sea de corriente o de velocidad de giro y al mismo tiempo debe sensar las variables relevantes
del sistema como son, las corrientes de cada fase de alimentación del motor, la información de la posición del rotor y la tensión de alimentación del convertidor de potencia. Las señales de salida del controlador son básicamente las seis señales de encendido y apagado de las válvulas del inversor.
Otra función que el sistema de control debe realizar, es la entrega de información al usuario, como son valores de velocidad de giro del motor, potencia
consumida o torque generado. Además el controlador debe ser capaz de detectar fallas en el sistema y tomar las medidas correctivas necesarias.
19
Los controladores se clasifican en dos grandes familias. En primer lugar se
encuentran los controladores análogos, que mediante la utilización de circuitería análoga basada en amplificadores operacionales, resistencias y condensadores, implementa las funciones de control. Por otro lado está la familia de controladores digitales que poseen en su centro procesadores con unidades aritmético-lógicas que efectúan los cálculos en base
a señales digitales.
Para el presente trabajo se optó por implementar un sistema de control digital
basado en un procesador digital de señales (DSP de Digital Signal Processor). Se diseñaron y construyeron tarjetas de control, con las correspondientes entradas y salidas para controlar el sistema de tracción completo. Primeramente en el próximo capítulo, se trata el control de corriente y luego, en el capítulo IV toda la lógica computacional para
llevar a cabo la estimación de posición instantánea del rotor.
20
III SISTEMA DE CONTROL DE CORREINTE
3.1 Introducción
En el presente capítulo se tratará en detalle el sistema de control de corriente en su conjunto, explicando y describiendo los distintos componentes que lo forman y los requisitos que deben cumplirse para lograr un control satisfactorio. Como se estudió previamente, para lograr un control de torque eficiente en este tipo de máquinas, basta
implementar un control de la corriente máxima por fase, dada la linealidad existente entre torque y corriente.
Las estructuras tradicionales de control de torque utilizan una referencia de corriente variable, la que sigue la forma de onda de corriente que se desea obtener para cada fase [23]. De esta manera la alimentación del motor con ondas sinusoidales o trapezoidales, hace que la señal retroalimentada de corriente, por cada fase, también sea
variable en el tiempo. La estructura de control planteada en esta Tesis, por el contrario, presenta una realimentación de una señal continua. Adicionalmente, esta señal continua no se basa, como en otros trabajos, en la corriente de barra del inversor, la que en muchas ocasiones es inaccesible puesto que en el inversor no es posible intervenir la barra DC, que
se construye con placas conductoras planas con la finalidad de disminuir impedancias parásitas. Se plantea entonces un sistema alternativo que utiliza la medición de las corrientes de fase del Motor.
3.2 Esquemas de Control de la Máquina BLDC
Para controlar una máquina de imanes permanentes del tipo BLDC se requiere de dos tipos de sensores básicos. Por un lado se necesita tener información de la corriente suministrada al motor y por otro lado se requiere conocer la posición del rotor de la máquina. Existen básicamente dos grupos de controladores para esta máquina, los que
difieren en el método por el cual se obtiene la información de la corriente a controlar. Por un lado se encuentran los denominados controles de barra y por otro los controles de línea [18]. Ambos se describen brevemente a continuación.
21
3.2.1 Control de Barra
En este caso se utiliza la información de la corriente que circula por la barra DC, para la cual se requiere sólo de un sensor de corriente y no dos como en el caso que
se muestra a continuación del control de línea. En la Figura 3.1 se ilustra este controlador.
Inversor Trifásico Motor
Controlador de
Corriente
Generador de PWM
Controlador de
Velocidad
Ref. vel
Sensor de Velocidad
Sensor de Posición
- +
+ -
+ Vdc
Figura 3.1: Esquema de Control de Barra
3.2.2 Control de Línea
En este caso el controlador utiliza información de las corrientes de línea que alimentan el motor. A continuación se presenta un esquema de un controlador de
velocidad, que consta de un doble lazo de control con un lazo interno de corriente y uno externo de velocidad. Otras formas de control de línea utilizan un regulador para cada fase, en este caso la referencia de corriente no es un valor continuo, sino que un patrón variable en el tiempo.
22
Inversor Trifásico Motor
Controlador de
Corriente
Generador de PWM
Controlador de
Velocidad
Ref. vel
Sensor de Velocidad
Sensor de Posición
+ -
+ -
+ Vdc
Multiplexor de corriente
Figura 3.2: Esquema de Control de Línea
De las dos opciones de control, se ha optado por implementar un control de
línea pues, como se mencionó anteriormente, no es fácil intervenir la barra DC, ya que la conexión entre la fuente DC y el inversor se realiza mediante placas conductoras planas con la finalidad de disminuir impedancias parásitas, lo que dificulta la medición de esta corriente.
Como se señaló en el capítulo anterior, para llevar a cabo el control de línea, es necesario contar con información de las corrientes en cada fase del motor. A
continuación se describen los sistemas utilizados para obtener estas señales.
3.3 Sistema de Control Propuesto
La operación de la máquina BLDC requiere que el inversor suministre corrientes cuasi-cuadradas en su armadura, con 120º de conducción positiva, 120º de
conducción negativa y entre ellos 2 intervalos de 60º cada uno de no conducción. La Figura 3.3 muestra la forma de onda de las corrientes ideales para alimentar un motor BLDC.
23
IMAX Ia
Ib
Ic
Figura 3.3: Forma de Onda ideales de las Corrientes de Fase de un BLDCM
Se debe destacar que en cada instante sólo existen dos fases en conducción mientras que la tercera se encuentra en circuito abierto. Durante el período de conmutación
existe una conducción momentánea por las tres fases, siendo ésta una de las fuentes que generan pulsaciones en el torque.
El sistema de control utiliza como realimentación el valor de magnitud IMAX de la corriente de las tres fases (ver Figura 3.3), el cual es comparado con un valor de referencia generando una señal de error. Esta señal de error es la entrada del sistema controlador Proporcional-Integral (PI) el cual genera como salida el valor δ . Con este
valor se genera una modulación por ancho de pulsos por portadora diente de sierra (PWM). Esta señal PWM es la que determina los instantes de encendido y apagado del par de IGBTs en conducción cada instante.
El sistema de control propuesto utiliza solamente la información de la magnitud de la corriente por dos de las tres fases del motor, ya que al tratarse de un sistema sin conexión de neutro, es posible calcular el valor de la corriente por la tercera fase
simplemente como la suma de la dos sensadas. En la Figura 3.4 se esquematiza la metodología del control mediante una analogía con un sistema análogo de control.
24
+
Selector Digital
MOTOR BLDC
Estimador Posición
PI COMP
PWM
IMAX
|ia|, |ib|
_ +
i t
error e(t)
VDC
Comando de Referencias
Acelerador
Freno
Generador de Tiempo Muerto
Sistema de Protección
IMAX
RESET
Control de Freno
Portadora Diente de Sierra
IREF
Circuito de Modulación
ia ib
IMAX
IMAX
OPTOCUPLAS
TaU Tb
U TcU
TaL Tb
L TcL
Figura 3.4: Esquema de Control en Versión Análoga
En la implementación digital del sistema de control la mayor parte de las funciones se realizan dentro del microprocesador, quedando fuera de él solo los filtros “antialiasing” y los transductores de la comunicación por fibra óptica.
A continuación se indican específicamente cuales tareas realiza este componente y cuales requieren circuitos integrados adicionales.
25
Figura 3.5: Esquema de Control en su Versión Digital
3.4 Medición de Señales de Corriente
Para el control del inversor que alimenta el motor BLDC y para el sistema de
estimación de posición del rotor, es necesario medir la corriente que se suministra por cada fase del motor. Para esto el inversor cuenta con tres LEMs de efecto hall modelo LA 305-S. Estos transductores permiten la medición de corrientes continuas, alternas y pulsadas ofreciendo un aislamiento galvánico entre el circuito primario y el secundario de hasta
3500[V]. Poseen un ancho de banda de 100[kHz] y una relación de medición de 1:2500. Estos LEM permiten obtener mediciones en el rango de los -300 a los +300 [A] con una salida para el control que oscila entre los -12 y +12 [mA]. Un extracto de las especificaciones técnicas de estos transductores se encuentra en el Anexo 7.
Como se verá a continuación, el microprocesador utilizado (DSP TMS320F241) posee ocho canales de conversión análogo-digital, que permiten entradas
entre 0.0 y 5.0 [V]. Las características principales de estos conversores son: tasa de muestreo máxima de 588[kHz] (período de conversión de 1,7[us]) y resolución de 10 bits (0,0049[V]). La rutina de control de corriente programada en el microprocesador toma muestras de las corrientes de fase con una frecuencia de 15[kHz], por lo que es necesario
26
que las señales a digitalizar cumplan con el criterio de Nyquist en cuanto a que su ancho de
banda debe ser al menos la mitad de la tasa de sampleo para evitar el “Aliasing”. Por lo expuesto anteriormente, se ha diseñado una etapa de acondicionamiento y filtrado de las señales entregadas por los LEM de corriente antes de ser adquiridas por el DSP.
El circuito implementado comprende en primer lugar un amplificador inversor diferencial (INA117) el que adicionalmente agrega un offset centrando la señal medida en torno a los -2,5[V]. En la Figura 3.6 se ilustra el esquema interno de este integrado. Las
características más relevantes de este integrado son la alta linealidad (0,001% máxima no linealidad) y la gran precisión en su ganancia (0,02% máximo error en ganancia unitaria). Por estas características fueron considerados para la adquisición de las señales, asegurándose una respuesta lineal y sin variaciones en las ganancias.
Figura 3.6: Esquema amplificador INA117
A continuación la señal previamente invertida y centrada en torno a los 2,5[V] es filtrada utilizando un filtro análogo de segundo orden diseñado en base a un circuito
integrado de filtro universal, UAF42, con una frecuencia de corte establecida en los 5[kHz] y una salida inversora. El circuito integrado y su conexión se ilustran en la figura a continuación.
27
Figura 3.7: Esquema Filtro universal UAF42
La señal de salida de este filtro es conectada directamente a las entradas de
los conversores análogo-digitales del DSP. El esquema completo de conexiones, desde los sensores de corriente LEM hasta el DSP, se presenta en la Figura 3.8. Es interesante hacer notar que para el sistema de estimación de posición se requiere también información de las corrientes de fase, pero con la diferencia que la tasa de muestreo es mayor. Se
utilizará para este sistema la máxima tasa que puede ofrecer el DSP, y es por ello que también deben ser filtradas con un filtro antialiasing, pero de una frecuencia de corte mayor. El sistema utilizado es idéntico al anteriormente señalado, pero con una frecuencia de corte de 50[kHz] en lugar de 5[kHz]. En el capítulo IV se analizará la lógica de
adquisición de las corrientes para el estimador de posición.
En el Anexo 6 se encuentra un extracto con información técnica (datasheets)
de los circuitos integrados utilizados.
28
Figura 3.8: Circuito de acondicionamiento de señales de corriente para el DSP
Otro factor importante parta el control, es poder enviar las señales de encendido y apagado de cada IGBT al inversor lo más limpias posible, minimizando la posibilidad de error. A continuación se describe el sistema basado en un enlace de fibra óptica utilizado.
3.5 Comunicación entre Controlador e Inversor
Para un correcto y seguro funcionamiento del sistema de control debe existir una comunicación bidireccional entre el controlador y el inversor. Las señales involucradas en esta comunicación son las seis señales de disparo de los IGBTs (PWM) y las señales
de error producidas en el inversor. Las características de las señales de disparo son que en cualquier momento sólo dos de los IGBTs se pueden encontrar en condición de conducción y ante cualquier falla todas las válvulas deben permanecer en condición de apagado.
Por la característica de PWM única de la operación y control del motor BLDC y privilegiando la inmunidad al ruido del sistema, se optó por diseñar un sistema
29
basado en fibra óptica para enviar dos señales desde el controlador al inversor. La primera
sería la señal de PWM única (dada por el control de corriente) y la segunda una señal con la información de qué par de IGBTs deben ser encendidos (secuencia de conmutación dada por el sensor de posición). Este sistema minimiza la utilización de recursos del controlador, así como disminuye el número de líneas de comunicación de seis a tan solo
dos. La descripción detallada de las características y generación de estas señales se presenta a continuación.
El esquema general de la comunicación se ilustra en el diagrama de la Figura 3.9.
Figura 3.9: Diagrama transmisión señales de encendido de los IGBTs
Para codificar la secuencia de conmutación se utiliza una señal modulada, con una frecuencia portadora fija relativamente elevada (100[kHz]) de modo de poder filtrar la señal en forma simple. Se utiliza la capacidad de generar una salida de comparación para
generar la codificación de las seis (6) posibles combinaciones de IGBTs encendidos. Así pues, se generan seis niveles distintos de ciclos de trabajo a los cuales se adicionan dos de seguridad, los que se observan en las columnas cuarta y quinta de la tabla 3.1. El resultado es una señal modulada en ancho de pulso (PWM) la cual es enviada a través de la fibra
30
óptica para ser demodulada en el inversor por un circuito especialmente diseñado. La tabla
para generar esta señal corresponde a la Tabla 3.1 mostrada a continuación.
Tabla 3.1: Estado de IGBTs en función de la posición del rotor.
Ciclo de VoltajeSensor Ef.Hall Trabajo (salida del filtro)
Sa Sb Sc [V] As Ai Bs Bi Cs Ci0 0 0 57% 2.85 0 0 1 0 0 10 0 1 43% 2.15 0 1 1 0 0 00 1 0 100% 5.00 0 0 0 0 0 00 1 1 28% 1.40 0 1 0 0 1 01 0 0 71% 3.55 1 0 0 0 0 11 0 1 100% 5.00 0 0 0 0 0 01 1 0 86% 4.30 1 0 0 1 0 01 1 1 14% 0.70 0 0 0 1 1 0
Posición del Rotor Estado de IGBTs1: Encendido 0: Apagado
La señal de secuencia de conmutación generada se muestra en la Figura 3.10, la que se obtuvo para el motor girando en sentido antihorario. Sa, Sb y Sc son las señales entregadas por el sensor de posición, que se modulan según la tabla 3.1, generándose la
señal enviada por la fibra óptica (S_fo en la Figura 3.10). Finalmente una vez filtrada la señal, se obtiene la señal en voltaje Vs, la cual se codifica binariamente según la tabla de encendido de los IGBT.
31
Figura 3.10: Señal de secuencia de conmutación.
El diagrama de transmisión de las señales mostrado anteriormente puede ser dividido en dos áreas funcionales. En primer lugar existen dos bloques de transductores
para las señales en la fibra óptica. Estos son por un lado los fototransmisores y por el otro los fotorreceptores. El diseño utilizado para estos es muy similar al recomendado por el fabricante del enlace de fibra óptica, con la salvedad de que se procedió a reemplazar uno de los drivers debido a que en Chile no se logró conseguir el circuito integrado sugerido. El
diseño final implementado, tanto para los transmisores como para los receptores, es el que se indica en la Figura 3.10.
32
Figura 3.10: Circuito Transmisor y Receptor en Niveles TTL
Los circuitos Transmisor y Receptor están compuestos principalmente por el fototransmisor y el fotorreceptor, cuya característica primordial es que permiten un ancho de banda para la comunicación de 1[MHz] como máximo. De pruebas realizadas se observa que a esta velocidad ya se producen distorsiones significativas en las señales, por
lo que el límite práctico es menor al señalado por el fabricante. En todo caso, para el sistema que se ha implementado, las señales que se utilizan poseen frecuencias menores a la capacidad máxima de la fibra. La señal PWM de encendido de los IGBTs puede llegar a tener una frecuencia de portadora máxima de 20[kHz] (correspondiente a la máxima
frecuencia de conmutación de los IGBTs) y la de la secuencia de conmutación alcanza los 100[kHz]. En el Anexo 6 se encuentra un extracto de las especificaciones técnicas de los transductores de fibra óptica utilizados.
El segundo bloque del sistema de transmisión de la señal de secuencia de conmutación corresponde al filtro análogo y al conversor análogo-digital (ver Figura 3.9). El primero toma la señal modulada y la filtra con un filtro pasabajos activo de primer
orden, con una frecuencia de corte de 570[Hz]. La señal filtrada es ingresada al conversor análogo digital con una salida de 7 bits. El conversor fue construido en base a una cadena de comparadores con niveles de comparación fijos.
33
Finalmente, la señal digital correspondiente a la secuencia de conmutación y la
señal de disparo de los IGBTs son distribuidas a los seis IGBTs mediante un arreglo lógico programable (circuito integrado GAL20V8). En líneas generales, este dispositivo posee una macrocelda que puede ser configurada por el usuario. La macrocelda ofrece la posibilidad de realizar combinaciones lógicas de los pines de entrada y salida.
Este circuito integrado ofrece una gran versatilidad para efectuar operaciones lógicas relativamente complejas. Utilizando un software especializado, ORCAD, se
compilan las operaciones que se requieren en la forma de ecuaciones lógicas o bien como una tabla lógica de entradas-salidas (TABLA 3.1). El archivo hexadecimal compilado se graba en la GAL utilizando un programador de EEPROM genérico. En el Anexo 1 se incluyen los códigos de programa utilizados en esta aplicación así como los generados por
el compilador ORCAD, y las características particulares del circuito integrado GAL20V8. En la Figura 3.8 se muestra el diagrama de conexiones de este sistema.
34
Figura 3.11: Esquema de Conexiones Generador de Disparos
En el presente capítulo se ha mostrado la operación del sistema de control de corriente y sus circuitos asociados, hasta llegar a la generación de las señales de disparo a los IGBTs, transmitidas por fibra óptica. En el próximo capítulo se describirá la estrategia desarrollada para estimar la posición instantánea del rotor
35
IV ESTIMACIÓN DE LA POSICIÓN DEL ROTOR SIN SENSOR
4.1 Introducción
Para máquinas del tipo PMSM una serie de métodos se han propuesto para sustituir el sensor de posición necesario para su operación. Estos métodos son los llamados observadores y se basan en modelos matemáticos de la máquina. Algunos de los métodos propuestos son: 1) El Observador de Luenberger [16], el cual es uno de los
métodos más simples y se basa en una realimentación lineal. Es del tipo determinístico y no toma en consideración el ruido del sistema. 2) El Observador de Modo de Deslizamiento [11] tiene una estructura similar al anterior, pero la señal de error realimentada es del tipo no lineal. 3) El método por Filtro de Kalman [7], siendo el más complejo es del tipo no
lineal, recursivo y estocástico, basado en las propiedades del ruido del sistema. Su función de realimentación esta determinada por las covarianzas del sistema y el ruido.
A diferencia de una máquina PMSM, en al cual hay que conocer la posición grado a grado, en una máquina BLDC se requiere conocer la posición del rotor en sólo seis instantes de tiempo, los que coinciden con los momentos de conmutación de las fases en conducción. Esto significa que se debe conocer la posición solo cada 60º eléctricos, lo
que hace más simple el problema de estimación. El trabajo de estimación desarrollado en esta tesis, se basa en asumir que la máquina utilizada es del tipo brushless DC.
En el presente estudio se analizan dos casos, en primer lugar para la máquina BLDC con campo trapezoidal, y luego cómo se adapta este método para una máquina con un campo sinusoidal. Esta última, si bien no es propiamente una máquina BLDC, es la única de imanes permanentes con que se cuenta en el laboratorio para realizar pruebas.
4.2 Descripción del Método
El sistema de detección de posición se basa en la relación existente entre la fem inducida por el rotor y la posición angular de éste. Para el caso de la máquina BLDC propiamente tal, los imanes rotóricos presentan una geometría tal que el campo generado
por estos induce una tensión de forma trapezoidal, es decir la tensión inducida aumenta linealmente hasta llegar a su máximo en el cual permanece constante por 120º eléctricos
36
(ver Figura 4.1b)). El valor de la máxima tensión inducida esta dada por la velocidad a la
que gira la máquina según la ecuación,
?2NBlrEgMAX = (4.1)
Donde ? es la velocidad rotórica en [rad/seg], N el número de vueltas de las bobinas del estator, B la densidad de campo en el entrehierro en Tesla, l la longitud del
rotor y r el radio de éste, ambos medidos en metros. Cabe destacar que el término 2NBLr de esta ecuación es dependiente exclusivamente de las características intrínsecas del motor y no de su condición de operación. Por lo tanto, desde el punto de vista del operador, la tensión inducida EgMAX sólo dependerá de la velocidad de giro del rotor.
En la figura a continuación se ilustra el diagrama de corrientes y tensiones inducidas ideales de la máquina BLDC.
37
Instantes de Conmutación
a) b) c)
IMAX
Egb-Egc
Egc-Ega
a -c b -a c -b a -c
Ega-Egb
Ia
Ib
Ic
Ega
Egb
Egc
Figura 4.1: Diagrama de Corrientes y Tensiones Inducidas por Fase
En la figura se observa que, coincidente con los puntos de conmutación, se producen abruptos cambios en las tensiones fase-neutro y fase-fase. Si bien sería lógico
utilizar la información de la tensión fase-neutro para determinar las conmutaciones, ya que bastaría detectar cuando disminuye la tensión inducida en cada fase para desconectarla y conmutar a la siguiente, suele suceder que en los motores el neutro del rotor es flotante e inaccesible, por lo que se debe utilizar la tensión fase-fase.
38
Observando esta tensión fase-fase, se distingue que para determinar el punto
de conmutación de la fase c (IGBT negativo), se debe medir la tensión entre las fases a y b, para la fase b (IGBT positivo), la tensión entre las fases c y a, y así sucesivamente.
Es importante destacar el hecho que estas tensiones no son mesurables, por lo que se debe utilizar un método para determinarlas en forma indirecta, utilizando las variables conocidas del motor como la corriente y el voltaje de la barra DC.
Para determinar los voltajes fase-fase se utiliza el circuito equivalente de la máquina de imanes permanentes, además del hecho que en esta máquina siempre se encuentran sólo dos de las tres fases en conducción, estando la tercera en circuito abierto
[22]. El modelo de la máquina utilizado se ilustra a continuación. En este modelo R representa la resistencia de cada fase, L la inductancia y Egx la tensión inducida fase-neutro dada por la Ecuación 4.1.
Figura 4.2: Modelo de Máquina de Imanes Permanentes
El sistema de control con una señal PWM única establece que la modulación es la misma para todos los transistores. Además, en todo momento, solo dos de los seis IGBTs se encuentran en conducción por un período de 60º. Por ejemplo, en el caso que
los transistores de las fases a-superior y b-inferior sean los encendidos, el diagrama de la Figura 4.3 a) muestra el flujo de corriente, la que fluye con pendiente positiva por a cuando los transistores están en el estado “ON” (ello ocurre simultáneamente en ambos transistores porque el PWM es único para los seis IGBT), y con pendiente negativa a
39
través de los diodos complementarios en el estado “OFF”, como se muestra en 4.3 b). Se
ilustra además el modelo del circuito en ese instante.
+ VDC
+
MOTOR BLDC
VDC
Pendiente Positiva
Pendiente negativa
IMAX +
+
IMAX
-VDC
VDC
R
R
R L
2L
2L
2R
2R
MOTOR BLDC INVERSOR
INVERSOR
Circuito Equivalente
Circuito Equivalente
R
Ega
Ega
Egb
Egb Ega-Egb
Ega -Egb
L
L
L
Figura 4.3: Diagrama de Conmutaciones y Circuitos Equivalentes con corriente
positiva desde la fase ‘a’ a la ‘b’
Cuando, de acuerdo al ejemplo de la figura anterior, se encuentran en conducción los IGBT a-positivo y b-negativo, la ecuación circuital se escribe como,
)(22 EgbEgadt
dILIRV A
ADC −+⋅+⋅= (4.2)
Donde VDC es la tensión de la barra continua, R y L los valores de la resistencia e inductancia del estator respectivamente. En el instante de conducción de los
diodos complementarios, la ecuación varía solo en el signo de VDC el cual se hace
40
negativo. En total existe un conjunto de doce ecuaciones con las que se describen todas las
posibilidades de pares de fases en conducción.
Si se asume un control de corriente bueno, es decir, en el cual el valor de la
corriente de fase se mantiene con su techo IMAX moviéndose en torno al valor de la referencia establecida por el control, se puede reescribir la ecuación anterior como,
KEgbEgadt
dIL MAX ≈−+⋅ )(2 (4.3)
Y derivando esta con respecto al tiempo, se puede encontrar la pendiente de la tensión fase-fase inducida. Como esta pendiente variará bruscamente en el instante en que debería producirse la conmutación, bastará localizar el momento en que varía para
conmutar los IGBTs. Se obtiene que,
)(22
2
EgbEgadtd
dtId
L MAX −−≈⋅ (4.4)
Es importante notar que el valor de la tensión inducida se relaciona linealmente con la pendiente de la corriente (dIMAX/dt) por lo que se determina que no es necesario realizar los cálculos para encontrar la tensión fase-fase, sino que es posible utilizar simplemente el valor de dIMAX/dt el cual se determina directamente de los datos adquiridos
por los conversores análogo-digitales del DSP. Cabe destacar que es posible encontrar la información deseada tanto evaluando las pendientes positivas como las negativas, lo que se realiza en los períodos de conducción del transistor o del diodo complementario. Es decir, se puede calcular la pendiente dIMAX
+/dt o dIMAX-/dt dependiendo del valor del ciclo de
trabajo que presente la PWM. En el caso que δ>0,5 se calcula la positiva y en caso contrario la negativa. Para encontrar el punto de conmutación de los transistores se plantean dos métodos: el primero utilizando una banda de histéresis y el segundo utilizando directamente la segunda derivada de la corriente con la Ecuación 4.4. Ambos se describen
a continuación.
4.2.1 Banda de Histéresis
Este método se basa en comparar el resultado del cálculo de dIMAX/dt con una banda de histéresis que se ajusta en función del ruido del sistema. Cuando se llega al
41
punto de conmutación, el valor de dIMAX/dt variará abruptamente y saldrá de la banda
establecida. En ese instante se procede a conmutar las fases en conducción en concordancia con el sentido de giro.
Para determinar el valor de referencia alrededor del cual se establece la banda de histéresis, se deben conocer los parámetros del motor y la velocidad instantánea de giro. Reemplazando estos valores en la ecuación circuital del motor (Eq. 4.2) se obtiene este valor de referencia. En la Figura 4.4 se ilustra este proceso.
4.2.2 Segunda Derivada
Para evitar el uso de ecuaciones que incluyan los parámetros del motor, se presenta como otra alternativa la utilización de la segunda derivada de la corriente. Éste método se basa en el hecho que, en condiciones ideales, la segunda derivada de la
corriente durante el período de conducción de cada fase debe ser cero, pero al momento de producirse el quiebre de la pendiente de la tensión inducida fase-fase, se produce un “impulso” en esta segunda derivada. Es por esto que bastaría con localizar este “impulso” para saber el momento de la conmutación. En la Figura 4.5 se ilustra este proceso.
Ic se enciande Ic se enciende Ia se enciende
d/dt(IMAX+)
IMAX
Banda de histéresis
Figura 4.4: Conmutación utilizando banda de histéresis
42
Ic se enciande Ic se enciende Ia se enciende
d/dt(IMAX+)
IMAX
d2/dt2(IMAX+)
0
Figura 4.5: Conmutación utilizando segunda derivada
4.3 Implementación en Motor PMSM
Como ya se expuso anteriormente, en el laboratorio no se cuenta con un motor BLDC para hacer pruebas, por lo que hubo que adaptar el método expuesto en un
motor PMSM. Debe recordarse que en este caso la fem del motor es sinusoidal en vez de ser trapezoidal.
El principal inconveniente que se encuentra con el PMSM es que si se alimenta con un esquema de corrientes cuasi-cuadradas como el que se le impone, el torque de salida no será constante, sino que tendrá una componente pulsante. Sin embargo, como se trata de una verificación experimental del método propuesto, se utilizará
en esta máquina, por inexistencia de un motor brushless DC en el laboratorio.
La adaptación del método de detección de puntos de conmutación es como
sigue. El modelo del motor es el mismo de la Figura 4.2 con la salvedad de la forma de la fem, por lo que la ecuaciones 4.2 a 4.4 siguen siendo válidas.
En este caso, el punto de conmutación se puede descubrir utilizando el instante en el que se produce el mínimo valor de dIMAX/dt y retardar en 30º el instante de conmutación. En otras palabras, se conmuta a 30º del cruce por cero de la segunda derivada d2IMAX/dt2 En la Figura 4.5 se ilustra esto.
43
IMAX
d/dt(IMAX+)
d2/dt2(IMAX+)
60º 60º
Instante de Conmutación
Instante de Conmutación
30º 30º
Figura 4.6: Diagrama de Corrientes y Pendientes del PMSM
Para estimar el retardo que se debe esperar después del cruce por cero, se
calcula la velocidad del motor y con esto el tiempo de espera requerido para que transcurran los 30º.
Cabe destacar que este método puede ser implementado en cualquier motor sin modificaciones sustanciales, ya que por lo que se ha visto, no es necesario conocer los parámetros particulares del motor en el que se emplea. Sólo se requiere conocer de antemano si el motor presenta una tensión inducida sinusoidal o trapezoidal. Esto significa
una ventaja destacable frente a otros métodos de estimación de posición en los que se utilizan los modelos detallados de cada motor, implicando que para pasar de uno a otro se deben reconfigurar sus parámetros.
Un factor de vital importancia para la correcta aplicación del método es que las mediciones de corriente deben permitir calcular las pendientes de la corriente modulada por el PWM en forma precisa. Es sabido que si existe ruido en un sistema y se debe
44
derivar esta señal ruidosa, el resultado será aun más ruidoso. Es por esto que se hace
imprescindible implementar un método para minimizar estos errores y ruidos en las mediciones. En el diseño e implementación del método se analizaron dos formas de minimizar el ruido: 1) sampleo redundante de las señales, de modo de poder promediar las muestras y disminuir su variabilidad. 2) método estadístico para calcular las pendientes de
la corriente con el menor error posible. Este último método fue el utilizado en el trabajo por dar mejores resultados.
4.4 Método Estadístico para Determinar Pendientes.
Como se describió anteriormente, con la metodología de toma de muestras es
necesario implementar algún algoritmo que permita estimar la pendiente de las corrientes (dIMAX
+/dt o dIMAX-/dt según sea el caso) y con esta información estimar los puntos de
conmutación. En esta aplicación particular, el uso de filtros digitales no es la más apropiada, puesto que introducirían un retardo no deseado en la información de la
pendiente. Por otro lado las señales de corriente medidas por el DSP son ruidosas y se generan errores considerables al momento de realizar los cálculos con ellas. Una solución para el problema anterior es la implementación de un método estadístico para determinar las pendientes, minimizando la componente de ruido. Para ello se utilizó el método de los
mínimos cuadrados [13], el se describe detalladamente en el Anexo 8, y sus resultados se utilizan a continuación.
En la situación bajo estudio, se presenta una restricción de tiempo para tomar las muestras necesarias para aplicar el método de los mínimos cuadrados. La frecuencia de conmutación utilizada es de 15[kHz], por lo que, en el peor caso, se dispone de un tiempo máximo de 33[us] (50% del período) para muestrear la corriente antes que se apague o
encienda un par de transistores. Por consiguiente se determinó que se tomarían sólo 7 muestras, sobre las cuales se aplicaría el método. En la Figura 4.7 se ilustra la forma de onda de la corriente por una fase y se indican los instantes de adquisición de las 7 muestras dobles.
45
Figura 4.7: Esquema de Muestreo de Corriente.
Para el caso particular del algoritmo de toma de muestras utilizado, el valor
requerido de la pendiente de la corriente se calcula utilizando los resultados expuestos en el Anexo 8, aplicando la siguiente ecuación:
( )∑∑∑∑
−
+−= 22
xxn
xynyx
i
iiiiβ (4.5)
El denominador se calcula en función del período de muestreo (T), considerando que la primera muestra se adquiere en t = 0 y que están uniformemente distribuidas. Se obtiene entonces,
( ) 22 2811Txxn
ki
⋅=
−=
∑ (4.6)
Por otro lado, el numerador de la expresión de ß2 se obtiene también en función de T y de las muestras obtenidas de la corriente como:
7654321 28147071428 TyTyTyTyTyTyTyyxyxn iiii ++++−−−=− ∑∑∑ (4.7)
IMAX
46
Multiplicando ambos resultados y simplificando, la expresión resultante para la
pendiente queda,
Tyyyyyy
33223 765321
2+++−−−
=β (4.8)
Más aún, para el algoritmo del sensor de posición es posible utilizar el valor de ?I definido en (4.10) en vez de dIMAX/dt, ya que en la ecuación del circuito equivalente de la máquina de imanes permanentes,
)(22 EgbEgadt
dILIRV MAX
MAXDC −+⋅+⋅= (4.9)
los valores de VDC, R, IMAX y L son relativamente constantes (siempre y cuando exista un control de corriente adecuado), por lo que las variaciones de Ega – Egb se reflejan
enteramente en las variaciones de dIMAX/dt. Por otro lado, si la frecuencia de muestreo de IMAX es constante, dt es constante por lo que basta con observar las variaciones de dI o ?I en tiempo discreto.
tdt
dII MAX ∆⋅=∆ (4.10)
Finalmente tomado un valor para ?t igual a 3T, con lo que se simplifica el denominador de la ecuación (4.8), se obtiene que,
7653212 322333 yyyyyyTTdt
dII MAX +++−−−=⋅=⋅=∆ β (4.11)
En conclusión, para determinar los puntos de conmutación utilizando el
método estadístico de los mínimos cuadrados, se requiere realizar sólo una operación de producto punto entre un vector de coeficientes constantes y el vector que contiene las muestras de la corriente para un semiperíodo de la PWM.
Como se explicó anteriormente, si el control de corriente es eficiente para mantener la corriente de fase en torno a la referencia constante, basta con observar el valor de dIMAX/dt para determinar los puntos de conmutación. Sin embargo, se producen
situaciones en las que a alta velocidad de giro del motor, el control de corriente no logra esta característica y se aprecian sobreoscilaciones pequeñas, que si bien no afectan de
47
manera importante el torque resultante, sí influyen en la precisión del estimador de
posición. Es por esto que se implementó un sistema de corrección del cálculo de ?I, cuya corrección es la siguiente. De la ecuación (4.9) se observa nuevamente que VDC, L y R se asumen constantes, por lo que despejando Eg, derivando con respecto al tiempo e igualando a cero para obtener el máximo deseado, se obtiene:
( ) 022 =
−+
=− DCMAX
MAX VRIdt
dIL
dtd
EgbEgadtd
(4.12)
0=
+ MAX
MAX ILR
dtdI
dtd (4.13)
Discretizando según 4.10 y multiplicando por ?T,
0=
∆+∆ I
LRTI
dtd (4.14)
Es decir al valor de ?I encontrado según (4.11) se le debe sumar el factor de corrección y con esta expresión proceder a buscar el punto de conmutación. Vale hacer
notar que en el caso ideal de un control de corriente perfecto, el valor de I es constante e igual a IMAX, en cuyo caso esta corrección equivaldría sólo a sumar una constante a ?I.
En el próximo capítulo se describen las principales características y consideraciones del diseño y la implementación de las tarjetas de control. Ellas deberán manejar las señales sobre las cuales se implementan los algoritmos descritos en este y el capítulo anterior.
48
V DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DE LAS TARJETAS DE CONTROL
5.1 Introducción
El desempeño general del sistema depende en gran medida de la capacidad para adquirir en forma precisa y confiable los datos. Evidentemente juega un rol primordial en esto el bloque de conversores análogo digitales, el cual en el caso del procesador
utilizado tiene una resolución de 10 bits y una velocidad de conversión de 1[us]. Sin embargo un buen conversor no es suficiente, ya que además las señales que se le suministran deben ser filtradas convenientemente con un filtro “anti-aliasing” y se debe evitar al máximo el ruido electromagnético producido por el mismo circuito (EMI). En este
último punto es precisamente donde cobra importancia el diseño de los circuitos impresos (PCB) y el diseño de las fuentes de alimentación de los distintos componentes electrónicos [28, 29].
La compatibilidad electromagnética (EMC) de los circuitos electrónicos esta determinada en gran medida por la forma en la que los componentes son dispuestos en la tarjeta y como se interconectan unos con otros. Existen cuatro fuentes principales de
interferencia electromagnética, que son:
• Líneas de alimentación de energía
• Líneas que llevan señales de alta frecuencia
• Circuitos osciladores
• Alimentaciones de circuitos análogos y digitales
A continuación se realiza una breve discusión de cómo debe ser el diseño
para evitar lo más posible el ruido o interferencia electromagnética para cada una de las fuentes señaladas anteriormente.
49
5.2 Líneas de Alimentación
La interferencia electromagnética en las líneas de alimentación es típicamente producto de los componentes CMOS que al conmutar su salida de 0 a 5[V], se produce
un cortocircuito instantáneo causando un pico de corriente en la alimentación. La Figura 5.1 muestra el circuito de un inversor simple basado en dos transistores, uno NPN y el otro PNP.
Figura 5.1: Inversor CMOS
El pico de corriente en las líneas de alimentación de estos circuitos integrados se produce debido a que la señal de entrada no puede pasar de un nivel alto a uno bajo en forma instantánea (por tener un ancho de banda finito) y cuando el valor de la entrada se
encuentra entre los umbrales de corte de ambos transistores, estos conducen simultáneamente produciendo un breve cortocircuito entre la alimentación y tierra. La Figura 5.2 muestra la corriente de alimentación requerida por los CMOS al momento de las conmutaciones. Se observa que para los HCMOS esta alcanza 1[mA], mientras que
para la tecnología CMOS avanzada CMOS(AC) se obtienen valores aun mayores que rondan los 5[mA].
50
Figura 5.2: Corriente de alimentación de circuitos CMOS durante conmutación
Los picos de corriente mencionados previamente son una de las principales causas de interferencia electromagnética, más aun si se trata de circuitos que conmutan regularmente y a alta frecuencia. Esto sucede típicamente en conexiones con memorias o
señales de conmutación PWM. Es imprescindible entonces utilizar condensadores de desacople para las alimentaciones de todos los circuitos integrados. Se recomienda que estos sean cerámicos y con una capacidad Cb de 100[nF]. Además es recomendable que se ubiquen lo más cerca posible del integrado, de modo de asegurar que no se produzcan
variaciones inadmisibles en el voltaje de alimentación que afecte a otros integrados sensibles a estas variaciones.
La solución del condensador de desacople no evita que existan corrientes elevadas por las líneas de alimentación. Es por esto que en primer lugar deben utilizarse líneas lo más cortas posible y si el problema aún subsiste se debe recurrir a la utilización de inductancias en serie entre el condensador de desacople y la línea de alimentación. La
disposición óptima para un circuito integrado típico es la que se indica en al Figura 5.3.
51
Figura 5.3: Alimentación de IC
5.3 Líneas Portadoras de Señales.
Las líneas que llevan señales de alta frecuencia, como son por ejemplo líneas
de transmisión serial, “clocks” o líneas de direccionamiento de memoria, son generadoras de ruido principalmente debido a los picos de corriente en las conmutaciones. Para disminuir este ruido se debe reducir la corriente que circula por estas líneas y para ello se recomienda utilizar resistencias en serie de valores cercanos a los 50[? ]. La teoría de
líneas de transmisión indica que no se verá afectada la velocidad mientras la impedancia de salida más la de la resistencia serie sea menor que la impedancia de la línea, la que generalmente oscila entre los 70 y 120[? ].
Otra precaución recomendada para disminuir la interferencia es el mantener lo más corto posible las líneas, priorizando en primer lugar las líneas de “clock”, luego las de direccionamiento de memorias y finalmente otras líneas de datos.
5.4 Circuitos Osciladores.
Las más altas frecuencias (permanentes) en los sistemas digitales son generalmente las producidas por el generador de “clock” u oscilador. Al utilizar cristales, las corrientes suelen ser bajas dada la alta resistencia interna del cristal, generalmente más
de 100[k? ] a la frecuencia de resonancia. Sin embargo, se producen corrientes elevadas en la salida de la señal de “clock” del procesador y principalmente entre los condensadores Cs y el cristal. Para disminuir el ruido generado por el primero se
52
recomienda utilizar una resistencia en serie en el rango de 1[k? ], y para evitar el ruido
generado por la corriente entre condensadores y cristal se recomienda disponerlos lo más cercano posible. El siguiente diagrama ilustra dicha conexión.
Figura 5.4: Esquema ubicación circuito oscilador en DSP
5.5 Alimentación Análoga y Digital
Finalmente, otro factor importante a considerar en el diseño de la alimentación
de los componentes electrónicos es que, para los conversores análogo-digitales, se requiere una alimentación muy limpia, pues la conversión depende de estas alimentaciones las que generalmente son al mismo tiempo las referencias para efectuar la conversión. Es muy recomendable entonces utilizar alimentaciones independientes para la circuitería
análoga y para la digital. En el diseño final realizado se han utilizado dos reguladores independientes para lograr esta separación de alimentaciones. Además se han escogido los reguladores REG-103 del tipo LDO (Low Drop Out) los que ofrecen una regulación con un error menor a un 2% del valor nominal. Adicionalmente estos reguladores poseen una
protección interna evitando sobrecorrientes y sobretemperaturas. Finalmente se utilizó un integrado de referencia exclusivo para la referencia de los conversores análogo digitales el cual tiene una regulación con un error máximo de un 0.2% en el voltaje de salida. El
53
integrado utilizado es el REF-02. Las especificaciones técnicas de ambos integrados se
encuentran en el Anexo 6.
5.6 Implementación de las Tarjetas
Tomando en cuenta las consideraciones antes expuestas se procedió a diseñar una tarjeta de doble faz utilizando la herramienta de software “TraxMaker”. En las figuras a
continuación se muestran las tarjetas fabricada y con sus componentes electrónicos instalados. En el Anexo 4 se incluyen los diseños de los PCB utilizados y una descripción de sus componentes. A continuación, en las Figuras 5.5 y 5.6 se muestran las tarjetas terminadas.
Figura 5.5: Tarjeta DSP
54
Figura 5.6: Tarjeta Generadora de Disparos
En el próximo capítulo se describen las principales características del cerebro del controlador, es decir, del microprocesador
55
VI CARACTERÍSTICAS Y SELECCIÓN DE LOS MICROCONTROLADORES
6.1 Introducción
Para la implementación de un sistema de control de motores avanzado como el que se desea realizar, existen ciertas características que hacen de los microprocesadores herramientas especialmente útiles. Algunas de estas características son:
• Capacidad de generar múltiples señales PWM a alta frecuencia y resolución.
• Procesamiento veloz de datos, pudiéndose implementar algoritmos avanzados de minimización del rizado de torque, control de velocidad y detección de posición entre otros.
• Posibilidad de implementar variadas tareas en un mismo elemento, tareas de control, comunicaciones, etc.
• Posibilidad de realizar soluciones con un mínimo número de componentes, es decir, alta integración.
• Soluciones flexibles que permitan modificaciones futuras a bajo costo sólo mediante cambios de software.
En la actualidad existen dos grandes familias de microcontroladores, por un lado se encuentran los microprocesadores de uso general, y por otro, los llamados
procesadores digitales de señales o DSP. Los DSP tienen aproximadamente el mismo nivel de integración que los microprocesadores de uso general y trabajan a frecuencias de reloj similares, pero en tareas específicas de procesamiento de señales, los DSP pueden realizar tareas dos a tres veces más rápido debido a la optimización de su arquitectura orientada a
estas tareas específicas [19]. Algunas características especiales de los DSP frente a los microprocesadores de uso general son:
56
• Arquitectura de la ALU (Arithmetic Logic Unit)
• Incorporación de unidades especiales (como multiplicadores)
• Ciclos de instrucción regulares (similar a arquitectura RISC)
• Capacidad de procesamiento paralelo
• Bus de datos con arquitectura Harvard
La arquitectura Harvard tiene dos buses de memoria separados. Eso permite realizar dos accesos simultáneos a memoria. La arquitectura Harvard original posee un bus
dedicado al acceso a instrucciones, mientras el otro está disponible para el acceso a datos (operandos). Esto en el caso de los DSP no es adecuado pues generalmente las operaciones se realizan sobre dos datos por lo que en ocasiones es utilizado el bus de programas para obtener datos. Esta es la arquitectura conocida generalmente como
Harvard modificada.
La arquitectura clásica de los microprocesadores de uso general es la llamada
arquitectura de Von Neuman, la cual hace uso de sólo un bus de memoria. La mayor ventaja de esta es que es más económica y requiere de menos conexiones entre la ALU y la memoria.
Existe en el mercado una amplia gama de microprocesadores y DSPs que ofrecen estas características, siendo algunos especialmente diseñados para su utilización en tareas de control de motores, los que se analizaron para la selección descrita a
continuación.
6.2 Selección del Microprocesador
Para la selección del controlador se analizó una serie de microprocesadores de distintos fabricantes como Texas Instruments (TI), Microchip, Motorola y National
Semiconductors, tomándose en cuenta tanto sus características técnicas como el soporte brindado por el fabricante. En este último punto destacaban las bases de conocimiento (knowledge bases) de TI y Microchip, en cuyas páginas web se encuentran numerosos artículos relacionados con aplicaciones de control y adquisición de datos. Para el diseño
57
del sistema de control, finalmente se optó por utilizar la plataforma de procesadores DSP
de la empresa Texas Instruments, en particular su familia de la serie 2000, la cual presentó una serie de características especialmente diseñadas para las aplicaciones de control digital de motores. Entre las características fundamentales analizadas se encuentran la velocidad de procesamiento, incorporación de conversores análogo digitales de alta velocidad y
resolución, generación de salidas de modulación de pulso (PWM) y capacidad de realizar operaciones de multiplicación por hardware. A continuación se presenta una tabla comparativa de las características de algunos de los microprocesadores estudiados.
Tabla 6.1: Comparación de microprocesadores
Texas Instruments Microchip National Semicond.TMS320F241 PIC17C756 CR16MFS9
Procesador 16 bits 16 bits 16 bitsFrecuencia de Operación 20 Mhz 33 Mhz 20 MhzMemoria de Programa 8k Flash 16k 48k FlashMemoria de Datos 544 bits 902 bits 640 bitsADC 8 canales de 10 bits 12 canales de 10 bits 8 canales de 8 bitsTiempo conversión 1,7 us > 8 us > 1 usTimers 2 de 16 bits 2 de 16 bits, 2 de 8 bits 2 de 16 bitsComparadores 2 1 noPerifericos SCI, SPI USART, MI2C, SPI SCI, SPIPuertos I/O 26 50 48
Cabe destacar que el microprocesador seleccionado presenta una ventaja importante por sobre el CR16 de National, la que radica en que los conversores análogo digitales incorporados son de una precisión de 10 bits (1024 niveles) superando
ampliamente a aquellos de 8 bits (256 niveles). En cuanto a la velocidad de conversión, supera al Microchip en al menos 5 veces. Si bien el procesador seleccionado posee menor cantidad de memoria incorporada, ella es más que suficiente para la aplicación requerida. Otra característica importante es que ofrece la posibilidad de manejar seis niveles de
interrupciones, lo que facilita su programación. Un punto negativo que se encontró es el menor número de puertos de entrada/salida (I/O) que limitan en algunas ocasiones la posibilidad de manejar periféricos como “displays” u otros en forma directa (vale decir
58
utilizando comunicación paralela) debiéndose recurrir a integrados adicionales como “shift
registers” para conversiones serie-paralelo.
6.3 Características del DSP TMS320F241
En la Figura 6.1 se muestra el diagrama funcional del microprocesador TMS320F241, en el se observan los distintos bloques que se comentarán a continuación.
El diagrama funcional proporciona una descripción de cada componente del DSP, de sus interconexiones internas y las conexiones hacia el mundo exterior. El
procesador se puede dividir en tres grandes áreas funcionales: el núcleo del DSP (unidad de procesamiento), las memorias internas y los periféricos. Se destaca que el procesador en cuestión posee una arquitectura Harvard de 16 bits con tres buses independientes para datos, programas y manejo de periféricos. Esto hace posible efectuar lecturas de datos y
programas al mismo tiempo. Lo anterior, sumado a la existencia de un “pipeline” de cuatro niveles, permite que casi todas las instrucciones sean ejecutadas en un solo ciclo de reloj, que corresponde a 50[ns] o lo que es equivalente a una tasa de 20 MIPS (Million Instructions per Second)
La CPU de este procesador posee las siguientes características: tiene un corredor (shifter) de escalamiento de 16 bits, una unidad de multiplicación de 16 x 16 bits,
una unidad central lógica-aritmética de 32 bits y un acumulador también de 32 bits. El diagrama de la CPU se muestra en la Figura 6.2, en la que se ilustran las interconexiones entre las distintas unidades componentes de ella.
59
Figura 6.1: Diagrama Funcional del DSP TMS320F241
Dentro de los periféricos se encuentra el bloque de pines de entrada/salida. Para el caso del DSP utilizado este está compuesto por 26 pines, los que además comparten sus funciones con otros periféricos. Para el control de estos pines existen dos
registros que son el “I/O Mux Control Register” y el “I/O Port Data and Direction Register”.
60
Figura 6.2: Diagrama funcional de la CPU
61
El módulo de conversores análogo digitales está conformado por un
conversor de 10 bits que incorpora un circuito de sample-and-hold. Un total de ocho canales análogos están disponibles mediante un multiplexor 8 a 1. El tiempo máximo de conversión es de 1[us] y los voltajes de referencia con niveles de 0 y 5 Volts son suministrados externamente. Este módulo posee la capacidad de realizar dos conversiones
en forma pseudo-simultánea con lo que se logra obtener velocidades máximas de conversión de dos adquisiciones en 1,7[us] y con una sola instrucción de inicio de conversión.
Otro de los periféricos es el módulo de manejo de eventos (EV2), en el que se encuentran los timers de uso general, unidades comparadoras y de PWM, unidades de captura y de cuadratura. Finalmente el procesador incluye tres bloques de comunicación,
que son el SCI o de comunicación serial asíncrona, el SPI o serial de alta velocidad y el módulo de comunicación CAN (controller area network).
En el próximo capítulo se describe el software desarrollado para realizar las tareas de control de corriente y estimación de posición, utilizando el DSP TMS320F241.
62
VII SOFTWARE DEL CONTROLADOR
7.1 Introducción
Los sistemas de control de motores tradicionalmente se diseñan en base a componentes análogos que presentan la ventaja de su bajo costo, pero que poseen algunas deficiencias importantes como son su susceptibilidad a variaciones de temperatura, envejecimiento y la dificultad de actualizar los sistemas con ellos diseñados. Es por esto
que en esta tesis se ha decidido implementar un control enteramente digital, basado en microprocesadores de última generación. Al cambiar a una tecnología netamente digital, se superan los problemas anteriormente mencionados y se agrega la capacidad de desarrollar otros sistemas utilizando el mismo procesador como el de estimación de posición o de
protecciones.
Para desarrollar el software específico, se utilizó principalmente el manual del
DSP proporcionado por Texas Instruments, el cual se cita en la referencia bibliográfica [26].
Se optó por realizar el desarrollo del software utilizando lenguaje de bajo nivel (assembler). Esto debido a que así es posible obtener rutinas más rápidas y eficientes que al utilizar compiladores en base a lenguajes de alto nivel como C. Si bien el tiempo de desarrollo es mayor que en los lenguajes de alto nivel, en la presente aplicación las
ventanas de tiempo para realizar las adquisiciones de datos (conversiones análogo-digitales) y los cálculos son limitados, por lo que es fundamental optimizar las rutinas con objeto de hacerlas de ejecución lo más rápida posible.
Para compilar el programa se utilizó el paquete de software “CodeComposer”, que además ofrece la posibilidad de realizar simulaciones de las rutinas compiladas facilitando el “debugging”. Por otro lado, para programar la memoria flash del
DSP, se utiliza la comunicación serial entre éste y el computador mediante la herramienta “BOOTLOADER”. Este es un software residente en el DSP que permite su programación.
En cuanto a la arquitectura del software diseñado, se optó por utilizar un esquema de interrupciones a un ciclo “dummy” o de espera, al cual se llega después de
63
haber realizado las inicializaciones necesarias al sistema. Por tanto, el software está
dividido en tres grandes bloques o módulos, que son:
• Módulo de Inicialización del Sistema
• Modulo de Control de Corriente y Estimador de Posición
• Modulo de Comunicación Serial
Los dos últimos corresponden a las rutinas que se realizan al producirse cada una de las dos interrupciones posibles. Estos tres módulos se describen en las secciones a continuación.
7.2 Módulo de Inicialización del Sistema
El primer módulo es básicamente una inicialización de variables y ajuste de parámetros de funcionamiento del DSP. Este módulo se ejecuta sólo una vez al momento de energizar el sistema.
En la Figura 7.1 se presenta un diagrama de bloques que resume las principales acciones que se realizan durante la ejecución de este módulo. Una vez finalizado el microprocesador queda en un loop de espera, del cual saldrá sólo cuando
reciba alguna interrupción, ya sea de timer o bien por la llegada de algún dato a su puerto serial.
64
Inicio
Seteo de Constantes
Declaración de Variables
Inicialización de Variables
Seteo de Constantes de Filtros Digitales
Configuración de Interrupciones
Deshabilitación Watchdog Timer
Configuración de Periféricos
LOOP (Espera de interrupciones)
Fin Inicializaciones
Figura 7.1: Diagrama de Bloques Módulo 1
Cabe destacar que en la configuración de interrupciones, se habilitan sólo dos de los seis niveles disponibles. Estos corresponden a la interrupción por recepción de un dato a través del puerto serial y a la interrupción por término del período del timer ajustado
a 15[kHz] (frecuencia de conmutación de la PWM).
7.3 Módulo de Control y Estimación de Posición
El segundo módulo es el dedicado a efectuar la acción de control y estimación de la posición, dentro del cual se realizan las adquisiciones de señales, cálculos y salida de
resultados. Este módulo es invocado cada vez que se cumple un período completo de conmutación, es decir, cuando la corriente de línea comienza su semiperíodo de pendiente positiva.
65
Inicio Rutina Interrupción Timer
15kHz
Lectura Sensor de Posición
ADQ1 a 6 Con filtro de 50kHz
ADQ7 y 8 Con filtro de 5kHz
Cálculos Controlador PI
ADQ9 a 14
Control Activado?
Cálculo de dI y d2I Filtrado
Fin
Es dI mínimo?
Cálculo de retardo en
conmutación
Carga ciclo de trabajo fijo. (Inversor
como fuente de voltaje)
Carga Ciclo de trabajo del
controlador.
Figura 7.2: Diagrama de Bloques Módulo 2
En su primera etapa esta interrupción lee la señal del sensor de posición, la que puede provenir del sensor físico instalado en el motor, o bien del estimador implementado por software. En base a la información histórica de este dato, el controlador
calcula la velocidad de giro del rotor de la máquina.
A continuación, cabe hacer notar que de las 14 adquisiciones de corrientes de
fase realizadas, dos de ellas son realizadas a través de un filtro pasa bajos de menor frecuencia de corte (5kHz), debido a que ese par de señales es la utilizada por el control de corriente, mientras que las demás son utilizadas por el sistema de estimación de posición, adquiriéndose a través del filtro “anti-aliasing” de mayor frecuencia de corte
(50kHz).
Luego de realizar las adquisiciones 7 y 8 (ver Figura 7.2) se procede a
efectuar la rutina de control de corriente propiamente tal. En la siguiente conmutación el
66
ciclo de trabajo se habrá modificado acorde a este resultado. Lo anterior significa que el
retardo en la actuación del sistema de control de corriente es menor a un ciclo de conmutación.
En cuanto a la implementación del sistema estimador de posición, se debe señalar que dado el nivel de ruido del sistema, se optó por diseñar un filtro digital del tipo FIR (Finite Impulse Response) que filtra la señal calculada d2IMAX/dt2. Por las características del motor, su máxima velocidad de giro recomendada es de 5000[RPM], lo
que equivale a 250[Hz] eléctricos. Por esto el filtro utilizado posee una frecuencia de corte idéntica. El orden del filtro es 60, es decir procesa las 61 últimas muestras obtenidas. Esto genera un retardo medio de 30 muestras, lo que equivale a un retardo de 4ms.
El retardo, producto del filtro, imposibilita la estimación de posición, como se ha implementado, a velocidades del motor por sobre las 1000[RPM].
7.2.3 Módulo de Comunicación Serial
Finalmente el tercer módulo es aquel que coordina la comunicación con el computador. Este se activa cada vez que el DSP recibe algún dato en su puerto de comunicación serial. El procedimiento general es que al recibir un dato, el microprocesador discierne qué acción se le pide que haga y a continuación la efectúa. En el caso que se le
solicite enviar datos, como por ejemplo, las mediciones de corriente, velocidad, etc. éste responderá con el dato solicitado una vez cada dos ciclos de PWM y no parará hasta recibir nuevamente una instrucción por la puerta serial. Como se sabe, la comunicación serial utilizando el protocolo RS232, tiene un límite de velocidad de 115[kbps], y ella se
realiza generalmente con palabras de 8 bits de longitud más un bit de inicio y uno de fin, por lo que en la práctica la máxima tasa de transferencia de datos a través del puerto serial es:
=
segkBytes
bitskbps 5.1110
115 (7.1)
Por otro lado la velocidad de cálculos del procesador se estableció en 15[kHz], en concordancia con la frecuencia de conmutación del inversor, por lo que no se
67
alcanza a enviar un dato de 8 bits completo en un período de cálculos. Es por esto que se
debe enviar uno cada dos ciclos de cálculo.
En el caso que se esté dando una instrucción o ajustando un parámetro, el
DSP recibe el dato y se realiza el ajuste en forma inmediata, para luego salir de la rutina de interrupción de comunicación serial y continuar ya sea en el loop de espera o bien realizando la rutina de control.
En la Figura 7.3 se muestra el diagrama de bloques de éste módulo, en el que se observa que lo primero que se debe realizar es el almacenamiento de las variables de contexto, debido a que una interrupción por recepción de un dato en el puerto serial puede
ocurrir en cualquier momento. En particular cuando se realizan cálculos de la rutina de control. Luego para que estos cálculos puedan seguir siendo realizados se debe reestablecer el contexto. Las variables que se almacenan del contexto son el acumulador y los registros de estado ST0 y ST1. Además, como en toda interrupción, el DSP guarda en
forma automática la ubicación anterior del “Program Counter” (PC), por lo que una vez finalizada la rutina de interrupción, sigue ejecutando las rutinas que realizaba antes de la interrupción.
68
Inicio Rutina Interrupción Serial
Almacenamiento de contexto
Lectura de Buffer Recepción (Rx)
Reestablecieminto de contexto
Rx = Space
Fin de interrupción
Rx = R
Rx = A
Activa Controlador Ref_soft -> I_ref
Recepción de ref. Rx = Ref_soft
Tx Buffer = I_faseA
…
Figura 7.3: Diagrama de Bloques Módulo 3
Como se observa en el diagrama de bloques de la figura 7.3, la acción tomada por esta rutina dependerá del dato recibido en el puerto serial (Rx). En la tabla 7.1
se enumeran todas las posibles instrucciones programadas para que reciba el DSP y se indica que tarea realizará al recibir esta instrucción.
69
Tabla 7.1: Set de Instrucciones al DSP
Descripción de la TareaASCII Hex
A 0041 Envia datos de corriente de fase AB 0042 " corriente de fase BC 0043 " corriente de fase CX 0058 " cálculo de dI/dtY 0059 " cálculo de d2I/dt2Z 005A " R 0052 " corriente de refernecia en usoe 0065 " error de corriente
0021 " error compensadoEspacio 0020 Activa/Descativa controlador
I 0049 Comienza control de corrientei 0069 Operación como fuente de voltaje (sin control de corriente)
CR 000D Inicio de envio de datos a PCESC 001B Fin envio de datos a PC
0022 Ajuste de cero medicion de corriente fase A0023 Ajuste de cero medicion de corriente fase B0030 Ajuste de parámetros controlador (recibe datos)0040 Ajuste de parámetros controlador (envia datos)
Comando
El programa completo en lenguaje “assembler” se encuentra en el Anexo 5 y el conjunto de instrucciones manejado por el DSP utilizado se encuentra en la referencia
bibliográfica [27].
Por otro lado, para controlar el DSP, enviar referencias y leer datos, se
diseñó una interfaz en el computador utilizando el programa Matlab 6.1, en particular las funciones incorporadas en éste como el editor “Graphical User Interfase” (GUI). Matlab ofrece además librerías de manejo del puerto serial, lo que permite conectar directamente el computador con el DSP a través de este puerto. La interfaz del usuario se muestra en la
Figura 7.4.
70
Figura 7.4: Interfaz con Usuario en Matlab
Mediante esta interfaz, el usuario puede configurar parámetros como la corriente de referencia y las constantes P e I del controlador. Además se pueden visualizar gráficamente las señales que adquiere o calcula el microprocesador como son las
corrientes de cada una de las fases o señales de error y actuación del controlador. Finalmente es posible determinar si se desea que el inversor actúe como fuente de corriente (controlando) o como fuente de voltaje (con PWM fija). Además de lo anterior, dado que Matlab posee además librerías de procesamiento de señales, fue posible realizar
simulaciones de las acciones de filtraje y diferenciación de las señales adquiridas antes de programar el DSP. Como resultado se logró una mayor eficiencia en la programación.
En el capítulo a continuación se presentan los resultados experimentales obtenidos con este sistema.
71
VIII RESULTADOS EXPERIMENTALES
Para la realización de las pruebas experimentales tanto del sistema de control de corriente como para el estimador de posición, se utilizó un banco de trabajo que consiste básicamente en un inversor trifásico que alimenta el motor PMSM, el que a su vez
se encuentra acoplado mecánicamente a un generador de corriente continua de excitación separada, conectado a una carga resistiva fija. Este generador hace las veces de carga mecánica. El inversor es controlado por el sistema digital diseñado, el que recibe información desde un computador conectado a través del puerto serial (protocolo RS232)
y usando la interfaz indicada en el capítulo anterior.
El inversor es alimentado a través de un rectificador trifásico de onda
completa no controlable, pero al que se le puede variar la tensión de entrada a través de un variac trifásico. Del mismo modo, el campo del generador DC es alimentado por un rectificador monofásico también alimentado a través de un variac monofásico, para permitir controlar la corriente de campo y así poder aumentar o disminuir la carga mecánica sobre
el motor PMSM. La Figura 8.1 es un diagrama de este banco de pruebas.
72
Figura 8.1: Banco de Pruebas
En el Anexo 7 se encuentra un extracto de las especificaciones técnicas del motor de imanes permanentes y de las válvulas IGBT que posee el inversor.
A continuación se muestra una serie de gráficos con los resultados experimentales obtenidos, aplicando el método anteriormente descrito en un motor del tipo
PMSM y con una frecuencia de conmutación de los IGBT de 15 kHz. Las señales se capturan en su mayoría utilizando un inscriptor análogo HIOKI 8813 que permite visualizar 4 entradas simultáneamente. Otras señales se capturan directamente en el computador por medio del mismo DSP, el que las envía al computador por medio de la interfaz de
comunicación serial.
73
8.1 Pruebas del Control de Corriente
En primer lugar se muestra una prueba realizada con el inversor funcionando como fuente de voltaje, es decir con el sistema de control de corriente inactivo y un valor
de ciclo de trabajo de la PWM fijo. Esta prueba se ilustra en la Figura 8.2.
Figura 8.2: Corrientes de fase en operación con fuente de voltaje
Las condiciones de operación para la prueba fue un ciclo de trabajo de un 60%, con una alimentación de 100[V] en la barra DC y una velocidad de 650[RPM].
Como se esperaba, el resultado fue una forma de onda de la corriente que depende directamente de la tensión inducida fase-fase.
A continuación se muestra una serie de pruebas en la modalidad de “fuente de corriente”, con el controlador funcionando. Las formas de onda mostradas corresponden a la corriente de la fase “c”. Como se describió anteriormente, esta corriente no es utilizada por el sistema de control, por lo que no representa inconveniente alguno conectar a ella el
equipo inscriptor. Por el contrario, si se conecta este equipo a las señales que se utilizan en el control, la calidad de éste se ve disminuida, ya que por el hecho de conectar un equipo se introduce ruido al sistema.
74
En la Figura 8.3 se muestra la forma de onda de la corriente de la fase ‘c’ a
una velocidad de giro del motor de 603[RPM] y una corriente de referencia de 40[A].
Figura 8.3: Pruebas de control de corriente
En la Figura 8.4 se muestra la forma de onda de la corriente de la fase “c” a
una velocidad de giro del motor de 1900[RPM] y una corriente de referencia similar a la anterior de 40[A]. Cabe destacar que en esta situación el control de corriente no es capaz de mantener una forma de onda cuasi-cuadrada como es deseable, esto se debe a que el valor de la tensión inducida es comparable a la tensión de la barra DC. En ambos casos
esta se ajustó a 75[V]. Para mejorar la forma de onda sería necesario aumentar el valor de tensión de la alimentación.
75
Figura 8.4: Pruebas de control de corriente
Se realizaron pruebas de la respuesta del sistema ante cambios de referencia, una de ellas se muestra a continuación. Se genera una variación en la corriente de referencia de 35 a 60 [A], en una operación a 400[RPM] y con 60[V] en la barra DC.
Figura 8.5: Respuesta a escalón de referencia.
76
Se ve una respuesta rápida y con una pequeña sobre oscilación que
rápidamente es controlada.
8.2 Pruebas del Estimador de Posición
El primer set de pruebas que se muestra en la figura 8.6 corresponde al cálculo de dIMAX/dt. En este se puede apreciar la variación en la amplitud de dIMAX a
medida que aumenta el valor de la tensión de la barra DC. Estos resultados se obtienen utilizando la comunicación serial, por lo que representan sólo una de cada dos muestras disponibles y con una precisión de sólo 8 bits. El eje X corresponde al número de muestra.
Figura 8.6: dIMAX/dt para distintos valores de VDC.
Para realizar una buena estimación de la posición del rotor se requiere que la señal dIMAX/dt sea lo más limpia posible. Luego, como consecuencia de estas pruebas, se
77
ha optado por utilizar un valor de 100[V] de tensión continua en la alimentación. Este valor
es mas cercano al valor nominal del motor (120-144 Vdc)
Las pruebas mostradas en la Figura 8.7 comparan la señal de posición
entregada por el sensor físico instalado en el motor con las generadas por sistema estimador desarrollado. Para poder mostrar ambas señales simultáneamente se opto por conectar un canal del inscriptor a la señal modulada del sensor físico, la que corresponde a la señal que se envía por la fibra óptica. La estimación de posición se muestra como una
señal digital de tres bits. En estas pruebas el controlador hace uso de la señal del sensor físico y se observa que por un lado es una señal no uniforme debido a desbalances en la ubicación en la tarjeta de los sensores de efecto hall montados en el motor y por otro lado que la señal digital se encuentra desfasada. Esto debido a que falta realizar el desfase de
30º.
78
a)
b)
c)
Figura 8.7: Pruebas al funcionamiento del estimador de posición a) 450[RPM], b) 740[RPM] y c) 870[RPM]
En la Figura 8.7 se aprecia como a medida que aumenta la velocidad de giro del motor se hace necesario realizar un desfase menor a la señal de la estimación de posición. Este desfase se calcula entonces, en base a la diferencia entre la velocidad máxima admisible y la velocidad de giro estimada.
Una alternativa a lo anterior puede ser utilizar la información del instante de conmutación con un ciclo de retardo, en cuyo caso el retardo que se debe sumar a la
conmutación desde la ubicación del mínimo es de 90º menos el retardo del filtro digital utilizado.
79
IX CONCLUSIONES Y TRABAJO FUTURO
9.1 Conclusiones
Una primera conclusión del trabajo es que se comprobó la flexibilidad ofrecida por los modernos microcontroladores en cuanto a la facilidad de programación y capacidad de realizar complejas tareas en corto tiempo. Una característica destacable del sistema utilizado es el gran grado de integración que ofrece, lo que redunda en la
posibilidad de tener muy pocos componentes adicionales, mejorando así la confiabilidad del sistema. Otro tema importante que se debe mencionar a raíz de lo anterior, es que las tarjetas de control resultan mucho más compactas que las de los sistemas de control basadas en componentes análogos. Se facilita así su manejo e instalación, además de que
esto permite aislarlas más fácilmente del ruido electromagnético.
En cuanto a los resultados experimentales, estos han demostrado que la
estructura de control propuesta, basada en un PWM único, cumple satisfactoriamente con los objetivos de generar corrientes trapezoidales que alimenten una máquina de imanes permanentes. El control digital permite además realizar modificaciones a sus parámetros en la operación, por lo que resulta más sencilla la sintonización de ganancias y como se señala
más adelante, permite la implementación de algoritmos de control más sofisticados como los controladores adaptivos.
Por otro lado, en lo que respecta al estimador de posición basado en las corrientes de línea, éste operó bien en el rango de velocidades entre las 100 y 1000[RPM], acotado superiormente por el retardo producto del filtro digital, e inferiormente por la necesidad de contar con una tensión inducida suficiente para generar
diferencias en las pendientes de las corrientes susceptibles a ser medidas. Para estos dos límites existen opciones de mejora que se plantean en la sección de trabajos futuros encontrada a continuación.
9.2 Trabajo Futuro
Como resultado de los estudios realizados en la presente tesis, se ha encontrado una gama de alternativas y nuevas ideas que pueden mejorar y ampliar las capacidades actuales de funcionamiento del sistema. Se han establecido cuatro áreas en las
80
que es posible introducir cambios, las que corresponden al sistema de control de corriente,
sistema estimador de posición, funcionamiento general del DSP y seguridad. En los párrafos a seguir se detallan estas posibles modificaciones.
9.2.1 Mejoras al Control de Corriente
Una de las primeras observaciones que surgen de los resultados del control de
corriente es que éste no es capaz de mantener una corriente plana a medida que aumenta la velocidad de giro del motor. Es por esto que se planeta implementar un sistema de control adaptivo, el cual varíe los parámetros P e I en la medida que aumente la velocidad de giro o la referencia de corriente.
Una segunda alternativa para mejorar el control de corriente es aumentar la frecuencia de conmutación de los IGBT a su máximo nominal de 20[kHz]. Con esto
disminuiría ostensiblemente el rizado de la corriente.
Finalmente debería implementarse el sistema de frenado regenerativo y un
sistema de debilitamiento de campo mediante la variación del ángulo de torque.
9.2.2 Mejoras al Estimador de Posición
La primera adición que se debe implementar es un algoritmo que permita al estimador de posición funcionar cuando el motor se encuentra detenido. Una alternativa
puede ser el de inyectar una pequeña corriente por cada una de las fases y con ella, mediante el valor de la reactancia por fase, estimar la posición inicial del rotor. A partir de aquí es posible comenzar a suministrar corrientes de modo tal de hacer girar el rotor hasta una velocidad que permita al sistema de estimación ya implementado tomar el control de
giro. Para poder realizar esta medición es necesario sintonizar la señal entregada por los LEMs de corriente de modo de amplificar las señales, pues se encuentran calibrado par medir corrientes de hasta 250 Amperes. Esta sintonización se puede efectuar variando la impedancia de entrada de la señal de corriente del sensor, y así obtener tensiones de
medida más elevadas a corrientes más bajas.
Otro aspecto que se puede mejorar del sistema implementado es que la
velocidad máxima de giro está acotada por el filtro FIR utilizado en el estimador de posición. Sería posible que, en la medida que aumenta la velocidad, este filtro se redujera
81
de orden. Se sabe que, junto con aumentar la velocidad de giro del motor, también
aumenta el valor de la tensión inducida y con ello aumentan las variaciones de dIMAX/dt reduciéndose la necesidad de filtros de orden elevado. En la Figura 9.1 se ilustra el retardo producto de este filtro.
Figura 9.1: Retardo por filtro digital
9.2.3 Mejoras al Funcionamiento del DSP
Un problema encontrado en el sistema de comunicación serial es que es capaz de transmitir datos a una tasa muy baja en comparación con la capacidad de toma de muestras del DSP. Es por esto que sería interesante estudiar protocolos de comunicación alternativos como por ejemplo USB o interfaz paralela de comunicación.
82
9.2.4 Mejoras a la Seguridad
Un tema pendiente es el monitoreo de fallas del inversor. El inversor posee un conjunto de señales de falla que actualmente no se toman en cuenta para la operación del
controlador, las que sería necesario considerar y tomar las acciones pertinentes al ocurrir una falla.
8
9
BIBLIOGRAFIA
[1] ABOUT.COM (2002) History of Electric Vehicles, Página Internet. http://inventors.about.com/library/weekly/aacarselectrica.htm
[2] CALIFORNIA AIR RESOURCES BOARD (2002) Zero Emission Vehicle Incentive Programs . Página Internet. http://www.arb.ca.gob/msprog/zevprog/zip/zip.htm
[3] CALIFORNIA ENVIRONMENTAL PROTECTION AGENCY (2002) Expande d Statewide Zero Emission Vehicle (ZIV) Incentive Program. Página
Internet. http://www.arb.ca.gob/zevprog/factsheets/zip.pdf
[4] R. CARLSON, M. LAJOIE-MAZENC, J. FAGUNDES (1992) Analysis of
Torque Ripple Due to Phase Commutation in Brushless DC Machines, IEEE Transactions on Industry Applications. Vol. 28, No.3, pp.632-638, Mayo 1992.
[5] E. CARROLL (1998) Power Electronics for Very High Power Applications , ABB Semiconductors AG, Londres, Septiembre 1998, Página Internet. http://www.upsci.com/semiconductors.pdf
[6] C. CHAN, K. CHAU (1997) An Overview of power Electronics in Electric Vheicles. IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol.44, No1, Febrero
1997.
[7] R. DHAOUADI, N. MOHAN, L. NORUM (1991) Design and Implementation of
an Extended Kalman Filter for the State Estimation of a Permanent Magnet Synchronous Motor. IEEE Transactions on Power Electronics, Vol.6, No.3, pp.491-497, Julio 1991.
[8] J. DIXON, I.LEAL (2002) Current Control Strategy for Burushless DC Motors, Based on a Common DC Signal. IEEE Transactions on Industry Electronics, Marzo 2002.
9
0
[9] J. DIXON (2001) Apuntes del Curso Generación Eléctrica, Depto. de Ingeniería
Eléctrica de la P. Universidad Católica de Chile.
[10] J. DIXON (1994) Introducción a los Motores de Imanes Permanentes y sus
Características. V Seminario de Electrónica de potencia, EPO-94. Universidad de Concepción, 12-15 Abril, Concepción Chile.
[11] T. FURUHASI, S. SANGWONGWANICH Y S. OKUMA (1992) A Position-and-Velocity Sensorless Control for Brushless DC Motors Using Adaptive Sliding Mode Observer. IEEE Transactions on Industrial Electronicas, Vol.39, No.2, pp.89-95, Abril 1992.
[12] M. GODOY, N.FRANCESCHETTI, J. ADAMOWSKI (1998) Drive System Control and Energy Management of a Solar Powered Electric Vehicle,
IEEE-APEC Applied Power Electronics Conference. Vol.1, pp.49-55, Anaheim CA, 15-19 Febrero 1998.
[13] F. A. GRAYBILL (1961) An Introduction to linear Statistical Models. Volume I. McGraw-Hill, United States of America, pp.106-148.
[14] N. HEMATI, M.C. LEU (1992) A Complete Model Characterization of Brushless DC Motors. IEEE Transactions on Industrial Applications, Vol. 28, No.1, pp.172-180, Enero 1992.
[15] P. A. HUGHES. (1996) A History of Early Electric Cars, Página Internet. http://www.geocities.com/Athens/Crete/6111/electcar.htm
[16] L.A. JONESSAND, J.H. LANG (1989) A State Observer for the Permanent Magnet Synchronous Motor. IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol.36, No.3, pp.374-382, Agosto 1989.
[17] S.J. KANG, S.K. SUL (1995) Direct Torque Control of Brushless DC Motor with Nonideal Trapezoidal Back EMF, IEEE Transactions on Power
Electronics. Vol. 10, No.6, pp.796-802, Noviembre 1995.
9
1
[18] I. LEAL (1999) Control de Motor BLDC. Memoria de Título P. Universidad
Católica de Chile.
[19] A.L. LILEIN (1996) Digital Signal Procesors vs. Universal Microprocessors.
Texas Instruments Literature Number: SPRA344, Paris, Septiembre 1996.
[20] T. LOW, M.A. JABBAR (1990) Permanen-Magnet Motors for Brushless
Operation. IEEE Transactions on Industrial Applications. Vol. 26, No.1, pp.124-129, Enero 1990
[21] M. MARZ, M. BILLMANN, A. KNAPP (1998) High-Speed 600V IGBT in NPT Technology, Página Internet. http://www.upsci.com/IGBT.pdf
[22] N. MATSUI (1996) Sensorless PM Brushless DC Mnotor Drives, IEEE Transactions on Industrial Electronics. Vol. 43, No.2, pp.300-308, Abril 1996.
[23] F. OVALLE (1996) Control de una Máquina Síncrona de Imanes Permanentes para Tracción Eléctrica, en Base a un Procesador Digital de Señales. Memoria de título P. Universidad Católica de Chile
[24] P. PILLAY Y R. KRISHNAN (1991) Application Characteristics of Permanent Magnet Synchronous and Brushless DC Motors for Servo Drives. IEEE
Transactions on Industry Applications, Vol.27, No5, Sept/Oct. 1991.
[25] H. ROTELLA (1998?) Diseño y Construcción de un Inversor de Potencia…..
Memoria de título P. Universidad Católica de Chile.
[26] TI (2000) TMS320F243/F241/C242 DSP Controllers Reference Guide System
and Peripherals. Texas Instruments Literature Number: SPRU276C, Enero 2000.
[27] TI (1999) TMS320F/C24x DSP Controllers Reference Guide CPU and Instruction Set. Texas instruments Literature Number: SPRU160C, Junio 1999.
9
2
[28] TI (1999) Printed-Circuit-Board Layout for Improved Electromagnetic
Compability. Texas Instruments Literature Number: SDYA011, Octubre 1999.
[29] TI (1999) Design Guidelines for Reduced EMI. Texas Instruments Literature Number: SZZA009, Noviembre 1999.
9
3
A N E X O S
9
4
ANEXO 1 : ARREGLO LÓGICO PROGRAMABLE GAL20V8
9
5
9
6
A continuación se presenta el listado utilizado en la programación de la GAL,
este consiste fundamentalmente en una declaración de variables seguida de una tabla de verdad, que consiste en la salida asociada a cada combinación de entradas posibles.
GAL20V8 in:(C[6..0],PWM),io:(As,Ai,Bs,Bi,Cs,Ci) Title: “PWM INVERSOR” TABLE: C[6..0],PWM-> As,Ai,Bs,Bi,Cs,Ci { 00000000b -< 000000b 10000000b -< 000000b 11000000b -< 000000b 11100000b -< 000000b 11110000b -< 000000b 11111000b -< 000000b 11111100b -< 000000b 11111110b -< 000000b 00000001b -< 000000b 10000001b -< 100100b 11000001b -< 100001b 11100001b -< 001001b 11110001b -< 011000b 11111001b -< 010010b 11111101b -< 000110b 11111111b -< 000000b }
En el listado anterior la nomenclatura C[6..0] y PWM representan las
entradas y As,Ai,Bs,Bi,Cs,Ci son las salidas.
Luego de compilar el archivo anterior con ORCAD se genera un archivo con
las combinaciones lógicas en forma de suma de productos de las entradas, correspondientes a la tabla, este se adjunta a continuación.
RESOLVED EXPRESSIONS (Reduction 2) Signal name Row Sum-of-products terms As 1 C6 C4’ C3’ C2’ C1’ C0’ PWM Ai 9 C6 C5 C4 C3 C1’ C0’ PWM Bs 17 C6 C5 C4 C2’ C1’ C0’ PWM Bi 25 C6 C5’ C4’ C3’ C2’ C1’ C0’ PWM 26 C6 C5 C4 C3 C2 C1 C0’ PWM Cs 33 C6 C5 C4 C3 C2 C0’ PWM Ci 41 C6 C5 C3’ C2’ C1’ C0’ PWM
9
7
Finalmente el compilador genera un listado con la asignación de pines en el
circuito integrado. Con esto se procede a conectar el dispositivo.
SIGNAL ASSIGNMENT Rows Pin Signal name Column -------------- Activity Beg Avail Used 1. - 2 - - - (Clock) 2. C6 0 - - - High 3. C4 4 - - - High 4. C3 8 - - - High 5. C2 12 - - - High 6. C1 16 - - - High 7. C0 20 - - - High 8. PWM 24 - - - High 9. - 28 - - - 10. - 32 - - - 11. - 36 - - - 13. - 38 - - - (Enable) 14. - 34 - - - 15. - - 56 8 0 (Three-state) 16. - 30 48 8 0 (Three-state) 17. Ci 26 40 8 4 High (Three-state) 18. Cs 22 32 8 5 High (Three-state) 19. Bi 18 24 8 6 High (Three-state) 20. Bs 14 16 8 5 High (Three-state) 21. Ai 10 8 8 4 High (Three-state) 22. As - 0 8 5 High (Three-state) 23. C5 6 - - - High ---- ---- 64 29 (45%)
9
8
ANEXO 2 : FORMATO NUMÉRICO DIGITAL QM.N
9
9
En un formato Qm.n se utilizan m bits para representar en complemento 2 la parte entera de un número y n bits para representar en complemento 2 la parte
fraccionaria. Son necesarios m + n + 1 bits para almacenar un número en formato Qm.n. El bit extra es usado para almacenar, en la posición más significativa, el signo del número. El rango entero representable es (-2m , 2m-2-n) con una resolución de 2-n.
Para el caso de un sistema digital de 16 bits y su uso con una representación numérica con de formato Q4.12, ó Q12, se utilizan 3 bits para representar números enteros, 12 para cantidades fraccionarias y 1 bit de signo. Esto se ilustra en la figura A2.1
S E E E d d d d d d d d d d d d
Figura A2.1: Representación en formato Q 12
La resolución del formato es:
250002441406.02112 = (A2.1)
La correspondencia entre la magnitud interpretada y el valor de 16 bit del DSP es la siguiente:
( ) ( )32767:3276889997558593.7:8 −⇔− (A2.2)
o en formato hexadecimal
( ) ( )FFFh7:800089997558593.7:8 −⇔− (A2.3)
Gráficamente lo anterior es representado de la siguiente manera.
10
0
Figura A2.2: Correspondencia entre valores decimales y enteros para representación digital en formato Q12.
De la misma forma en que se define el formato Q12 es posible definir el formato Q8. Éste está caracterizado por el uso de 8 bits para la representación decimal, 7
para la parte entera y 1 para el signo. Su representación se ilustra en la figura A2.3
S E E E E E E E d d d d d d d d
Figura A2.3: Representación en formato Q8
La resolución del formato es:
00390625.021
8 = (A2.4)
La correspondencia entre la magnitud interpretada y el valor de 16 bit del DSP es la siguiente:
( ) ( )32767:3276899609375.127:128 −⇔− (A2.5)
o en formato hexadecimal
( ) ( )FFFh7:800099609375.127:128 −⇔− (A2.6)
10
1
Gráficamente lo anterior es representado de la siguiente manera.
Figura A2.4: Correspondencia entre valores decimales y enteros para representación digital en formato Q8
Reglas para la operación con números en este tipo de notación:
mmm QQQ =+ (A2.7)
nmnm QQQ +=⋅ (A2.8)
La multiplicación de 2 números en formato Q12 se obtiene de la siguiente forma.
10
2
Figura A2.5: Multiplicación de números en formato Q12
Dado que la multiplicación suma el número de cifras decimales, el resultado debe ser truncado para poder representarlo en los 16 bits del DSP. Los 12 primeros bits, los menos significativos, se eliminan, quedando sólo los 16 bits más significativos que
representan el resultado de la multiplicación.
Se debe tener especial cuidado con la multiplicación, ya que es fácil que
ocurran overflow debido a la operación con números grandes, por ejemplo:
Figura A2.6: Problemas de representación luego de una operación de multiplicación.
Aquí, el resultado Q12 es erróneo, mientras que el resultado Q8 no es del
todo preciso. Esto se debe a que el resultado no es representable en el formato Q12. Por ello es importante tener claro el tipo de cantidades que se operan y los rangos que éstas
10
3
ocupan. El resultado en Q8 es impreciso por la cantidad de cifras significativas que este
puede representar.
10
4
ANEXO 3 : COMPARACIÓN MÁQUINAS BLDC Y PM SM
10
5
A3.1 Características Particulares de las Maquinas BLDC y PMSM
En las máquinas de imanes permanentes, la mayor parte de las pérdidas eléctricas ocurren en el estator en la forma de pérdidas en el cobre, corrientes parásitas y pérdidas por histéresis. Por otro lado, las pérdidas en el rotor suelen ser despreciables. La
potencia específica esta limitada por la capacidad de disipación del calor de la máquina. Esta capacidad se puede determinar en función del área superficial del estator. De lo anterior se puede establecer que para un tamaño dado de motor, la potencia específica será mayor en la medida que las pérdidas sean menores. Si se asume que tanto los BLDC
como los PMSM presentan pérdidas por corrientes parásitas e histéresis similares, entonces las potencias específicas dependerán únicamente de las pérdidas en el cobre.
En los motores PMSM el controlador genera corrientes sinusoidales de bajo contenido armónico, por lo que las pérdidas están básicamente dadas por la componente fundamental de la corriente. Si se asume una corriente con una amplitud máxima IP1 entonces el valor RMS corresponde a:
21PI
(A3.1)
Luego las perdidas en el cobre corresponderán a
RI P
21
23
(A3.2)
Donde R es la resistencia por fase.
Por otro lado en la máquina BLDC con corrientes rectangulares con una amplitud máxima IP2, las pérdidas están dadas por
RI P
2
1
3
23
(A3.3)
De las ecuaciones (A3.2) y (A3.3) y asumiendo que las pérdidas en el núcleo
del estator son iguales y que la densidad de potencia está únicamente determinada por las
10
6
pérdidas en el cobre, se determina una razón entre las potencias de salida de un motor
BLDC y uno PMSM dada por:
15.1
223
2
1
2 =
=PP
PP
PMSM
BLDC
IEIE
PP
(A3.4)
Es decir, el motor BLDC es capaz de suministrar un 15% más de potencia que el PMSM para un mismo tamaño de motor [24].
A3.1 Razón Torque-inercia
Dado que es posible obtener un 15% más de potencia de salida de un BDCM, es también posible obtener un 15% más de torque eléctrico si ambos están operando a la misma velocidad. Si sus inercias rotóricas son iguales, entonces la razón torque-inercia de un BDCM puede también ser un 15% más alta que la de un PMSM.
Debe mencionarse que tanto el PMSM como el BDCM tienen una razón torque-inercia mayores que las de un motor de inducción.
A3.2 Rango de Velocidad
Los sistemas de control operan a las maquinas a torque constante desde la
velocidad cero a un valor de velocidad determinado por las características del sistema, y a potencia constante desde esa velocidad hasta un valor máximo de velocidad dado. Esto queda definido en las curvas torque-velocidad de las maquinas. En la región de torque constante, el flujo del entrehierro es mantenido constante, mientras que en la región de
potencia constante, el flujo de entrehierro es debilitado mediante la aplicación de flujo estatórico que tiene una componente en oposición al flujo rotórico. Esto es conocido como reacción de armadura, o como debilitamiento de campo, y se muestra en la figura 2.4 para un PMSM. La figura A3.1a presenta la operación de la máquina a flujo constante, en tanto
que, la figura A3.1b, la operación a flujo debilitado. Notar que se utiliza un eje de coordenadas giratorio ubicado en el rotor.
10
7
Figura A3.1. Diagrama vectorial de un PMSM durante: a)Operación a flujo constante b) Operación a flujo debilitado
Durante la operación a flujo constante, Is es mantenido a 90º (eléctricos) del flujo de rotor. En el modo de debilitamiento de flujo, Is es mantenido a un ángulo mayor
que 90%. Esto permite que la componente de corriente de estator Id genere una componente de flujo de estator que se oponga al flujo de rotor, y de aquí se obtiene el debilitamiento del flujo de entrehierro.
La magnitud de Is, la cual es la suma vectorial de las corrientes de eje directo y en cuadratura, tiene que ser mantenida constante durante la operación de régimen. Este valor puede ser excedido durante periodos cortos, como por ejemplo, durante estados
transitorios. Si se requiere operar en un rango alto de velocidades, es necesario aumentar negativamente el valor de Id con la finalidad de reducir el flujo de entrehierro e Iq debe ser disminuido para asegurar que se mantenga el control siguiendo a la referencia. En la literatura se encuentran métodos de estudio del debilitamiento de flujo (de campo) dentro
de los cuales se presenta la siguiente ecuación en dos ejes para determinar la capacidad de velocidad de los motores de imanes [14, 24].
2
2
2
636.0
++=
d
ted
q
dq
q XI
XX
IXV φϖ
(A3.5)
donde V es el voltaje de la barra DC, Xd, Xq son las reactancias de los ejes
d y q, Id e Iq son las corrientes de los ejes d y q, we es la frecuencia de las corrientes proporcionadas por el inversor, y Ft es el flujo mutuo estator-rotor. Definiendo Iq=0 e Id igual a la referencia de corriente, la frecuencia de la corriente y por lo tanto del rotor,
10
8
pueden ser determinadas. En la práctica resulta difícil forzar el debilitamiento de campo al
estado antes descrito, es decir con 180º de apertura del fasor de corriente, por lo que la ecuación anterior solo suministra un limite teórico de velocidad máxima.
La discusión anterior se aplica igualmente a PMSM como a BDCM. La limitación práctica de la máxima velocidad se obtiene cuando la fem inducida de cada máquina llega a ser igual a la tensión de barra DC. Debido a la diferencia existente entre la forma de onda de fem inducida entre PMSM y BDCM, la caída de voltaje que se necesita
para forzar el flujo de corriente es diferente en cada máquina en un período dado, como se muestra en la figura 2.6. La figura 2.6a muestra la corriente en relación a la fem inducida para obtener máxima velocidad en PMSM. En este punto de operación, el peak de fem inducida es igual a la tensión de barra DC. Por otro lado, en el BDCM la corriente puede
únicamente ser forzada a fluir cuando la fem inducida es menor que la tensión de la barra dc, como muestra la figura 2.6b. Suponiendo que la corriente forzada es rectangular, entonces se puede aplicar la ecuación (2.5) tomando la componente fundamental de la onda cuadrada y asignar su magnitud a Id, dejando Iq=0, para obtener la velocidad de
operación máxima.
-3
-2
-1
0
1
2
3
0 100 200 300 400 500 600
posición [º]
Fem
[v]
Fem Corriente
-3
-2
-1
0
1
2
3
0 100 200 300 400 500 600
Posición [º]
Fem
[v]
Fem Corriente
Figura A3.2: Formas de onda de la fem inducida y la corriente durante una operación con debilitamiento de flujo para a) un PMSM y b) un BDCM
Comparando un PMSM y un BDCM con los mismos parámetros, pero tomando en cuenta la forma de onda de las corrientes mostradas en la figura A3.2, de la ecuación (A3.5) se tiene:
10
9
dPdt
dBdt
eB
eP
ILIL
−−
=φφ
ϖϖ (A3.6)
Si se suponen las mismas consideraciones que las tomadas para determinar la ecuación (2.4), entonces esta es válida y se tendría que el rango de velocidades de un PMSM sería un poco más alto que el de un BDCM de los mismos parámetros. En general, el rango de velocidades de una máquina de imanes siempre dependerá de los
parámetros del motor, su corriente de operación, la forma de onda de la fem inducida y del máximo voltaje de salida del inversor.
A3.3 Torque por Unidad de Corriente
La operación de los accionamientos trifásicos busca, por lo general, maximizar
el torque por unidad de corriente consumida por la máquina. Esto se hace así debido a que al minimizar la corriente de entrada para un torque dado, se logra minimizar las pérdidas en el cobre, inversor y rectificador, y además, se reducen los costos de operación del sistema.
-1-0,5
00,5
11,5
22,5
0 50 100 150 200
Ángulo de Torque
Torq
ue
Torque eléctrico Torque de reluctancia Torque total
Figura A3.3: Curva Torque – ángulo de un PMSM
La curva torque-ángulo de una máquina de imanes permanentes se muestra en la figura 2.6. El torque total del motor consiste de la suma del torque eléctrico y el de reluctancia. El torque eléctrico se produce como resultado de la interacción de la corriente
de estator con el flujo de entrehierro mientras que el torque de reluctancia es producto de
11
0
las variaciones debidas a la geometría del motor. En el esquema vectorial, el eje directo de
una transformación en dos ejes está alineado con el eje del magneto. La permeabilidad del magneto en este eje es aproximadamente la del aire. Si el largo del entrehierro en el eje en cuadratura es igual al largo del magneto más la distancia de entrehierro en el eje directo, entonces no hay diferencias apreciables de reluctancia entre el eje d y el q. Por lo tanto, en
este caso, el torque de reluctancia es prácticamente cero, y el torque total del motor es igual al torque eléctrico, donde el máximo se da a 90º, lo que equivale a que Is sea perpendicular al flujo de rotor. Esto es lo que se tiene en máquinas de imanes montados superficialmente del tipo proyectado. Sin embargo, en máquinas de imanes escondidos, la
variaciones de reluctancia entre los ejes d y q son significantes, donde la reluctancia del eje directo es más grande que la del eje en cuadratura. Esto implica que la inductancia en eje directo es menor que la del eje en cuadratura. Este hecho lleva a explicar el signo negativo del torque de reluctancia para ángulos entre 0 y 90º, tal como muestra la figura 2.4. Una
expresión analítica del torque total de una máquina de imanes explica mejor el aspecto del signo antes mencionado [24].
−+= )2(
2)()(
23 2
δδφ senI
LLsenIP
T SqdStt (A3.7)
El torque total esta formado por el torque eléctrico, izquierda de ecuación (A3.7), y el de reluctancia, derecha de ecuación (A3.7). Se ha comprobado que en motores de imanes escondidos el torque total se puede incrementar en un 40% si el control incorpora los efectos de reluctancia (ángulo delta entre 90 y 180º). También se ha
demostrado que un PMSM y un BDCM que operan con el mismo valor máximo de fem inducida, el torque/(unidad de corriente) es más alto en BDCM por un factor 1.33. Esto es valido para un PMSM con una amplitud máxima de corriente sinusoidal igual al valor peak de corriente rectangular de un BDCM.
11
1
ANEXO 4 : CIRCUITOS IMPRESOS DE LAS TRAJETAS DISEÑADAS
11
2
A4.1 PCB del Controlador
En la figura A4.1 se muestra la distribución física de los componentes en la tarjeta diseñada. Cabe destacarse que se mantienen separadas las áreas con señales digitales de las que poseen señales análogas en concordancia con lo señalado en el capítulo V de la presente tesis.
Figura A4.1: Esquemas de ubicación de componentes en PCB de controlador
En la figura a continuación se mustra el resultado del diseño. Este fue realizado utilizando la herramienta de software Trax Maker que permite diseñar PCB multicapas.
11
3
Figura A4.2: PCB de controlador
11
4
A4.2 Tarjeta Generadora de disparos
En la figura A4.3 se muestra la distribución física de los componentes en la tarjeta generadora de disparos.
Figura A4.3: Esquemas de ubicación de componentes en PCB de generador de
disparos
En la siguiente figura se observa el diseño del PCB.
11
5
Figura A4.4: PCB de Generador de Disparos
11
6
ANEXO 5: PROGRAMA EN LENGUAJE ASEMBLER DEL CONTROLADOR
11
7 ;************************************;* * ;* Controlador Motor Brushless DC * ;* * ;************************************ .include "243_dsk.h" ;************************************ ;Coeficientes del controlador y constantes MAXPOS .set 07FFFh MINNEG .set 00000h SOBRE_CORR .set 0FFFFh ;Registros de propósitos generales ************************************* .bss GR1 ,1 .bss GR2 ,1 .bss GR3 ,1 ;Definición de variables generales ************************************* .bss SENSOR ,1 .bss ACC_ALTO ,1 .bss ACC_BAJO ,1 .bss ST1_TEMP ,1 .bss ST0_TEMP ,1 .bss SENSOR_SOFT ,1 .bss REF_SOFT_o_EXT ,1 ;Referencia Serial o Potenciómetro .bss OFFSET_IA ,1 .bss OFFSET_IB ,1 .bss OFFSET_I ,1 .bss I_ref ,1 .bss Vel ,1 .bss Vel_salida ,1 .bss Vel_n ,4 .bss Vel_Hz ,1 .bss Vel_max ,1 .bss flag_vel ,1 .bss Vel_n_fil ,1 .bss tres ,1 .bss CONT_DIV ,1 .bss MULTIPLO ,1 ;Variables PI ************************************* .bss I_ref_cont ,1 .bss T_CTRL ,1 .bss U0 ,1 .bss U1 ,1 .bss U0_TEMP ,1 .bss E0 ,1 .bss E1 ,1 .bss E2 ,1 .bss E3 ,1 .bss K1 ,1
.bss K2 ,1 .bss Kc ,1 .bss Kd ,1 .bss Ke ,1 .bss Kp ,1 .bss K1_aux ,1 .bss K2_aux ,1 .bss I_max ,1 .bss Ia_abs ,1 .bss Ib_abs ,1 .bss COMP ,1 .bss CONTROL_o_REF ,1 .bss fases_control ,1 ;Variables Detector de Posición ************************************* .bss X1, 1 .bss AUX, 1 .bss AUXb, 1 .bss Iak_fil, 1 .bss Ibk_fil, 1 .bss Kcorriente, 1 .bss Iak1, 7 .bss Ibk1, 7 .bss Ick1, 7 .bss dI1, 1 .bss I_corr, 1 .bss cor_I, 1 .bss dIm, 1 .bss dImp, 1 .bss dI_fil, 1 .bss dI_filp, 1 .bss d2I_fil, 1 .bss d2I_filp, 1 .bss d2I_off, 1 .bss SAT_dIm_max, 1 .bss SAT_dIm_min, 1 .bss S_POS, 1 .bss Vdc, 1 ;Variables de Salida ************************************* .bss I_ref_salida, 1 .bss U0_salida, 1 .bss I_max_salida, 1 .bss Error_salida, 1 .bss Iak_salida, 1 .bss Iak_fil_salida, 1 .bss Ibk_salida, 1 .bss Ibk_fil_salida, 1 .bss Ick_salida, 1 .bss Ega_salida, 1
11
8 .bss Egb_salida, 1 .bss Egc_salida, 1 *************************************;Variables Puerta Serial .bss BUFER_SERIAL ,1 .bss REF_SOFT ,1 ;Referencia por software Rango [0:255] .bss TRANS ,1 ;(TRANS <> 0: si ; TRANS = 0: no) .bss null, 40 ************************************* *Variables Filtro dI en página 7 .bss dI, 32 .bss d2I, 32 *************************************INICIO ;Inicializacion de Variables LDP #6 SPLK #1, T_CTRL SPLK #0, TRANS SPLK #0, X1 SPLK #0, AUX SPLK #0, GR1 SPLK #0, GR2 SPLK #0100h, K1 ; KP = 1 (Q8) SPLK #0106h, K2 ; KI = 0.008 (Q15) SPLK #0119h, K1 ; KP = 1.2 SPLK #0147h, K2 ; KI = 0.01 SPLK #0166h, K1 ; KP = 1.4 SPLK #0147h, K2 ; KI = 0.01 SPLK #0233h, K1 ; KP = 2.2 SPLK #028Fh, K2 ; KI = 0.02 SPLK #0280h, K1 ; KP = 2.5 SPLK #028Fh, K2 ; KI = 0.02 SPLK #0, I_ref SPLK #0, OFFSET_IA SPLK #0, OFFSET_IB SPLK #0200h, OFFSET_I SPLK #1400h, Kcorriente ;(Q8) Ibase = 50 amp, Imax = 125 amp SPLK #0000h, REF_SOFT_o_EXT SPLK #0000h, CONTROL_o_REF SPLK #0000h, SENSOR_SOFT SPLK #09C40h, Vel_max ; 2500 Hz SPLK #0000h, flag_vel SPLK #00000h, Vdc
;Definición de variable global .global INICIO ;Macros *************************************DIVISION MACRO a,b ; Resultado en Acumulador bajo SPM 0 SPLK #0,CONT_DIV SPLK #0400h, MULTIPLO ; Máximo multiplo DIVIDIR LACL a LT MULTIPLO MPY b SPAC BCND MENOR,NC SACL a LACL CONT_DIV ADD MULTIPLO SACL CONT_DIV MENOR BIT MULTIPLO,15 BCND FIN_DIV, TC LACL MULTIPLO SFR SACL MULTIPLO B DIVIDIR FIN_DIV LACL CONT_DIV .ENDM DIVISION2 .MACRO a,b ; Resultado en Acumulador bajo SPM 0 SPLK #0,CONT_DIV SPLK #0400h, MULTIPLO ; Máximo multiplo DIVIDIR2 LACL a LT MULTIPLO MPY b SPAC BCND MENOR2,NC SACL a LACL CONT_DIV ADD MULTIPLO SACL CONT_DIV MENOR2 BIT MULTIPLO,15 BCND FIN_DIV2, TC LACL MULTIPLO SFR SACL MULTIPLO B DIVIDIR2
11
9 FIN_DIV2 LACL CONT_DIV .ENDM FILTRO_dI .MACRO SPM #3 LAR AR7, #dI+30 MAR *, AR7 LACC #0h MPY #0 RPT #30 MACD #aw, *- APAC RPT #5 SFR LDP #6 SACL dI_fil .endm FILTRO_d2I .MACRO SPM #3 LAR AR7, #d2I+60 MAR *, AR7 LACC #0h MPY #0 RPT #60 MACD #aww, *- APAC RPT #5 SFR LDP #6 SACL d2I_fil .endm VAR_ESCALA_I_ref .MACRO a,b ; rango [0 51D]->[0 7FFF] en PU y Q12 spm #0 LDP #6 LT a MPY #19h PAC SACL b .endm VAR_ESCALA .MACRO a,b ; rango [0 3FF]->[8000 7FFF] en PU y Q12 SUB b SACL a SPM #3 LT a MPY Kcorriente PAC SFR SFR
.endm SALIDA .macro a, b LDP #6 LACC a, 8 SACH b .endm CONTROL1 .macro a, b, c, d, e, f, g, h ; AUX. E0, E1, E2, E3, K1, K2, U0 LDP #6 SETC SXM SPM #3 LT b; E0 MPY f; K1 PAC SFR SFR SACL a ;AUX = Kp*Error LT b ;E0 MPY g ;K2 es Q15 PAC RPT #8 SFR SACL c ;E1 ADD e ;E3 SACL d ;E2 ADD a ;AUX SACL h ;U0 DMOV E2 CLRC SXM SPM #0 SACL U0_TEMP ;ACC -> RESULTADO FINAL PID .endm ************************************* ;Rutina general de servicio de Interrupción ADC ************************************* .sect ".vectors" RSVECT B 01F00h INT1 B GISR5 ;Int serial INT2 B PHANTOM INT3 B GISR3 ;Int Timer 2 (PWM) INT4 B PHANTOM INT5 B PHANTOM
12
0 INT6 B PHANTOM .text LDP #0h CLRC INTM SETC CNF CLRC SXM SETC OVM CLRC XF SPLK #0005h, IMR ;Activa Interrupciones Serial y Timer LDP #00E8h LACL EVIFRB SACL EVIFRB LDP #0h LACL IFR SACL IFR ; Deshabilita WatchDog LDP #0E0h SPLK #068h, WDCR ; Bloque de Configuración Puertos I/O LDP #00E1h ;Página 225 (7080h) SPLK #00100h, OCRB ;Pin XINT2 no como interrupción SPLK #0F0C3h, OCRA ;Registro de control de puertos SPLK #00000h, PADATDIR ;Configura Puerto A para lectura SPLK #0FF00h, PCDATDIR ;Configura Puerto C para escritura SPLK #0FF00h, PDDATDIR ;Configura Puerto D para escritura SPLK #0FF00h, PBDATDIR ; Configuración PWM LDP #000E8h SPLK #000C8h, T1PR ;Seteo Período timer1 a 80 KHz SPLK #0051Eh, T2PR ;Seteo Período timer2 a 15 KHz SPLK #00000h, T1CNT SPLK #00000h, T2CNT SPLK #00001h, EVIMRB ;Habilita INT de periodo SPLK #010C6h, T2CON SPLK #010C6h, T1CON SPLK #00045h, GPTCON ; Bloque de Comunicación Serial LAR AR1, #SCIRXBUF ;Carga AR1 con Dir de SCI_RX_BUF
LAR AR0, #SCITXBUF ;Carga AR1 con Dir de SCI_TX_BUF LDP #00E0h SPLK #0007h, SCICCR ;1 stop bit,sin paridad,8 bits, SPLK #0003h, SCICTL1 ;Enable TX, RX, internal SCICLK SPLK #0002h, SCICTL2 ;HABILITA RX & Disable TX INTs SPLK #0000h, SCIHBAUD SPLK #0014h, SCILBAUD ;Velocidad 115200 bps SPLK #0000h, SCIPRI ;Establece prio de interrupciones SPLK #0023h, SCICTL1 ;Relinquish SCI from Reset. ; Bloque Conversores A/D LDP #00E0h LACL ADCFIFO1 ;Clear ADC FIFOs LACL ADCFIFO1 LACL ADCFIFO2 ;Clear ADC FIFOs LACL ADCFIFO2 SPLK #00000h, ADCTRL2 ;Conv.max.vel. int.baja prio SPLK #03F10h, ADCTRL1 ;ADC conv.continua, interr. on ;canales 0 y 1. LAR AR2, #Iak_salida MAR *,AR0 LACL #52h SACL * LDP #0E0h READY BIT SCICTL2, BIT7 BCND READY, NTC LACL #45h SACL * LDP #0E0h READY1 BIT SCICTL2, BIT7 BCND READY1, NTC ; Inicialización PWM al 0% LDP #6 SPLK #0000h,REF_SOFT ************************************* ;Bloque principal *************************************LOOP NOP B LOOP
12
1 ************************************** Rutina atencion interrupciones TIMER2 *************************************GISR3: SETC INTM ; Deshabilita Interrupciones setc xf ; Chequeo Sensor de posición ************************************* LDP #6 LACC GR2 SACL GR3 LDP #0E1h LACC PADATDIR AND #00011100b XOR #00011100b ; Giro invertido LDP #6 SACL SENSOR LACL SENSOR BCND CINCO, EQ LACL SENSOR SUB #00000100b BCND CUATRO, EQ LACL SENSOR SUB #00001100b BCND TRES, EQ LACL SENSOR SUB #00010000b BCND SEIS, EQ LACL SENSOR SUB #00011000b BCND UNO, EQ LACL SENSOR SUB #00011100b BCND DOS, EQ LDP #0E8h SPLK #0C8h, T1CMPR ;PWM 100% por seguiridad B FIN_SEN CINCO LDP #0E8h SPLK #0072h, T1CMPR ;57% Bs - Ci 00000 LDP #6 SPLK #0002h, GR2 NOP NOP NOP NOP NOP B FIN_SEN CUATRO LDP #0E8h
SPLK #0056h, T1CMPR ;43% Bs - Ai 00100 LDP #6 SPLK #0002h, GR2 NOP NOP NOP NOP B FIN_SEN TRES LDP #0E8h SPLK #0038h, T1CMPR ;28% Cs - Ai 01100 LDP #6 SPLK #0003h, GR2 NOP NOP NOP B FIN_SEN SEIS LDP #0E8h SPLK #008Eh, T1CMPR ;71% As - Ci 10000 LDP #6 SPLK #0001h, GR2 NOP NOP B FIN_SEN UNO LDP #0E8h SPLK #00ACh, T1CMPR ;86% As - Bi 11000 LDP #6 SPLK #0001h, GR2 NOP B FIN_SEN DOS LDP #0E8h SPLK #001Ch, T1CMPR ;14% Cs - Bi 11100 LDP #6 SPLK #0003h, GR2 B FIN_SEN FIN_SEN ; Primera Adquisición de Corrientes ************************************* ADQ1 LDP #0E0h SPLK #03910h, ADCTRL1 ;ADQ1 ;setc xf LACL ADCFIFO1 LACL ADCFIFO2 LACL ADCFIFO1 LACL ADCFIFO2 ;Calculo de velocidad
12
2 ************************************* LDP #6 LACL GR2 SUB GR3 BCND CAMBIO, NEQ NO_CAMBIO LACL Vel ADD #1 SACL Vel SPLK #0000h, flag_vel B Fin_vel CAMBIO LACL Vel SACL Vel_salida SPLK #0, Vel SPLK #0FFFFh, flag_vel B Fin_vel Fin_vel LDP #0E0h ESPERA1 BIT ADCTRL1,7 ; Chequea IntFlag de ADC BCND ESPERA1,NTC ; Segunda Adquisición de Corrientes y lectura de la primera adquisición *************************************ADQ2 SPLK #03910h, ADCTRL1 ;ADQ2 ;clrc xf LAR AR4, #Iak1 LAR AR5, #Ibk1 LAR AR6, #Ick1 MAR *, AR4 LACC ADCFIFO1, 16 ; Resultado ADQ1 ADD ADCFIFO2 rpt #5 sfr SACH *,AR5 ; Iak1 SACL *,AR4 ; Ibk1 LDP #0E0h ESPERA2 BIT ADCTRL1,7 ; Chequea IntFlag de ADC 2 BCND ESPERA2,NTC ; Tercera Adquisición de Corrientes ************************************* ADQ3 SPLK #03910h, ADCTRL1 ;ADQ3 ;setc xf
LDP #0E0h LACC ADCFIFO1, 16 ; Resultado ADQ2 ADD ADCFIFO2 rpt #5 sfr LDP #6 SACH AUX SACL AUXb LACL * ADD AUX SFR SACL *, AR5 LACL * ADD AUXb SFR SACL *+, AR4 ADD *+, AR6 NEG SACL *+, AR4 LDP #0E0h ESPERA3 BIT ADCTRL1,7 ; Chequea IntFlag de ADC BCND ESPERA3,NTC ; Cuarta Adquisición de Corrientes ************************************* ADQ4 SPLK #03910h, ADCTRL1 ;ADQ4 ;clrc xf LACC ADCFIFO1, 16 ; Resultado ADQ3 ADD ADCFIFO2 rpt #5 sfr SACH *,AR5 ; Iak1 SACL *,AR4 ; Ibk1 LDP #0E0h ESPERA4 BIT ADCTRL1,7 ; Chequea IntFlag de ADC 2 BCND ESPERA4,NTC ; Quinta Adquisición de Corrientes ************************************* ADQ5 SPLK #03910h, ADCTRL1 ;ADQ5 ;setc xf LACC ADCFIFO1, 16 ; Resultado ADQ4 ADD ADCFIFO2 rpt #5
12
3 sfr LDP #6 SACH AUX SACL AUXb LACL * ADD AUX SFR SACL *, AR5 LACL * ADD AUXb SFR SACL *+, AR4 ADD *+, AR6 NEG SACL *+, AR4 LDP #0E0h ESPERA5 BIT ADCTRL1,7 ;Chequea IntFlag de ADC BCND ESPERA5,NTC ; Sexta Adquisición de Corrientes ************************************* ADQ6 SPLK #03910h, ADCTRL1 ;ADQ6 ;clrc xf LACC ADCFIFO1, 16 ; Resultado ADQ5 ADD ADCFIFO2 rpt #5 sfr SACH *,AR5 ; Iak1 SACL *,AR4 ; Ibk1 LDP #0E0h ESPERA6 BIT ADCTRL1,7 ;Chequea IntFlag de ADC 2 BCND ESPERA6,NTC ; Séptima Adquisición de Corrientes ************************************* ADQ7 SPLK #03934h, ADCTRL1 ;ADQ7 ;setc xf LACC ADCFIFO1, 16 ; Resultado ADQ6 ADD ADCFIFO2 rpt #5 sfr LDP #6 SACH AUX SACL AUXb ldp #6
LACL * ADD AUX SFR SACL *, AR5 ;SACL Iak_fil LACL * ADD AUXb SFR SACL *+, AR4 ;SACL Ibk_fil ADD *+, AR6 NEG SACL *+, AR4 LDP #0E0h ESPERA7 BIT ADCTRL1,7 ;Chequea IntFlag de ADC BCND ESPERA7,NTC ; Octava Adquisición de Corrientes ************************************* ADQ8 SPLK #03934h, ADCTRL1 ;ADQ8 ;clrc xf LACC ADCFIFO1, 16 ; Resultado ADQ7 ADD ADCFIFO2 rpt #5 sfr SACH *,AR5 ; Iak1 SACL *,AR4 ; Ibk1 SALIDA Iak_fil,Iak_salida SALIDA Ibk_fil,Ibk_salida SALIDA E0, Error_salida SALIDA I_max, I_max_salida LDP #0E0h ESPERA8 BIT ADCTRL1,7 ;Chequea IntFlag de ADC 2 BCND ESPERA8,NTC ; Novena Adquisición de Corrientes ************************************* ADQ9 SPLK #03910h, ADCTRL1 ;ADQ9 ;setc xf LACC ADCFIFO1, 16 ; Resultado ADQ8 ADD ADCFIFO2 rpt #5 sfr LDP #6 SACH AUX
12
4 SACL AUXb LACL * ADD AUX SFR SACL *, AR5 SACL Iak_fil LACL * ADD AUXb SFR SACL *+, AR4 SACL Ibk_fil ADD *+, AR6 NEG SACL *+, AR4 ; Acondicionamiento de corrientes para control ************************************* LDP #6 LACL Iak_fil VAR_ESCALA Iak_fil, OFFSET_I ;SUB OFFSET_IA SACL Iak_fil LACL Ibk_fil VAR_ESCALA Ibk_fil, OFFSET_I ;SUB OFFSET_IB SACL Ibk_fil LDP #0E0h ESPERA9 BIT ADCTRL1,7 ;Chequea IntFlag de ADC BCND ESPERA9,NTC ; Décima Adquisición de Corrientes ************************************* AD10 SPLK #03910h, ADCTRL1 ;ADQ10 ;clrc xf LACC ADCFIFO1, 16 ; Resultado ADQ9 ADD ADCFIFO2 rpt #5 sfr SACH *,AR5 ; Iak1 SACL *,AR4 ; Ibk1 ; Corriente Máxima. Se utilizan las corrientes filtradas ************************************* LDP #6 LACC Ibk_fil,16 ABS SACH Ib_abs LACC Iak_fil,16 ABS
SACH Ia_abs LACL Ia_abs SUB Ib_abs ;|Ia|-|Ib| BCND Ia_MAYOR, GEQ B Ib_MAYOR Ia_MAYOR LACL Ia_abs SACL I_max ldp #0E1h splk #0FF00h, PBDATDIR B FIN_COMP Ib_MAYOR LACL Ib_abs SACL I_max ldp #0E1h splk #0FF01h, PBDATDIR B FIN_COMP FIN_COMP ; Calculo del Error ************************************* LDP #6 LACL I_ref_cont SUB I_max SACL E0 LDP #0E0h ESPERA10 BIT ADCTRL1,7 ;Chequea IntFlag de ADC 2 BCND ESPERA10,NTC ; Decimoprimera Adquisición de Corrientes ************************************* ADQ11 SPLK #03910h, ADCTRL1 ;ADQ11 ;setc xf LACC ADCFIFO1, 16 ; Resultado ADQ10 ADD ADCFIFO2 rpt #5 sfr LDP #6 SACH AUX SACL AUXb ldp #6 LACL * ADD AUX SFR SACL *, AR5 LACL * ADD AUXb SFR SACL *+, AR4 ADD *+, AR6 NEG SACL *+, AR4
12
5 ; Control ************************************* CONTROL1 AUX, E0, E1, E2, E3, K1, K2, U0 LDP #0E0h ESPERA11 BIT ADCTRL1,7 ;Chequea IntFlag de ADC BCND ESPERA11,NTC ; Decimosegunda Adquisición de Corrientes ************************************* ADQ12 SPLK #03910h, ADCTRL1 ;ADQ12 ;clrc xf LACC ADCFIFO1, 16 ; Resultado ADQ11 ADD ADCFIFO2 rpt #5 sfr SACH *,AR5 ; Iak1 SACL *,AR4 ; Ibk1 ; Comprobación de saturación ************************************* LDP #6 BIT U0_TEMP, 0 LACL U1 SUB #4000h BCND SAT_POS, GEQ, TC BCND SAT_NEG, LT, TC LACL U0_TEMP SACL U0 ;VALOR FINAL EN MEMORIA 300h DMOV U0 ;DMOV E0 B CONTI SAT_POS SPLK #MAXPOS, U0 DMOV U0 nop nop B CONTI SAT_NEG SPLK #MINNEG, U0 DMOV U0 nop nop B CONTI CONTI LDP #0E0h
ESPERA12 BIT ADCTRL1,7 ;Chequea IntFlag de ADC 2 BCND ESPERA12,NTC ; Decimotercera Adquisición de Corrientes ************************************* ADQ13 SPLK #03910h, ADCTRL1 ;ADQ13 ;setc xf LACC ADCFIFO1, 16 ; Resultado ADQ12 ADD ADCFIFO2 rpt #5 sfr LDP #6 SACH AUX SACL AUXb ldp #6 LACL * ADD AUX SFR SACL *, AR5 LACL * ADD AUXb SFR SACL *+, AR4 ADD *+, AR6 NEG SACL *+, AR4 ; Continuación saturacion LDP #6 LACL U0 SACL U0_salida SPM #1 LT U0 MPY #051Dh ;FORMATO Q15 PAC SACH COMP LDP #0E0h ESPERA13 BIT ADCTRL1,7 ;Chequea IntFlag de ADC BCND ESPERA13,NTC ; Decimocuarta Adquisición de Corrientes ************************************* ADQ14 SPLK #03910h, ADCTRL1 ;ADQ14 ;clrc xf LACC ADCFIFO1, 16 ; Resultado ADQ13 ADD ADCFIFO2 rpt #5
12
6 sfr SACH *,AR5 ; Iak1 SACL *,AR4 ; Ibk1 ; Carga PWM con o sin control ************************************* LDP #6 LACL CONTROL_o_REF BCND CARGA_COMP, NEQ SIN_CONTROL LACC I_ref,16 LDP #0E8h ;Carga el comparador de la PWM SACH T2CMPR B FIN_CONT CARGA_COMP LACC COMP,16 LDP #0E8h ;Carga el comparador de la PWM SACH T2CMPR B FIN_CONT FIN_CONT ; Adquisición de Referencia (Soft o Ext) ************************************* REF_SOFTw LDP #6 SPM 0 LT REF_SOFT MPY #6 PAC SACL I_ref ;Rango [0:5FA] FIN_REF VAR_ESCALA_I_ref I_ref, I_ref_cont SALIDA I_ref_cont, I_ref_salida LDP #0E0h ESPERA14 BIT ADCTRL1,7 ;Chequea IntFlag de ADC 2 BCND ESPERA14,NTC LACC ADCFIFO1, 16 ; Resultado ADQ14 ADD ADCFIFO2 rpt #5 sfr LDP #6 SACH AUX SACL AUXb LDP #6
LACL * ADD AUX SFR SACL *, AR5 LACL * ADD AUXb SFR SACL *+, AR4 ADD *+, AR6 NEG SACL *+, AR4 *********************SENSOR********************** ; Cálculo dI1 ************************************* LACL GR2 SUB #1 BCND dIa1, EQ LACL GR2 SUB #2 BCND dIb1, EQ LACL GR2 SUB #3 BCND dIc1, EQ dIa1 LDP #6 SPM #0 LAR AR4, #Iak1 MAR *, AR4 LACC #0h MPY #0 RPT #6 ;Lin_fit MAC #fit, *+ APAC SACL dI1 LAR AR4,#Iak1 + 4 LACL * SACL I_corr B FIN_dI1 dIb1 LDP #6 SPM #0 LAR AR5, #Ibk1 MAR *, AR5 LACC #0h MPY #0 RPT #6 ;Lin_fit MAC #fit, *+ APAC SACL dI1
12
7 LAR AR4,#Ibk1 + 4 LACL * SACL I_corr B FIN_dI1 dIc1 LDP #6 SPM #0 LAR AR6, #Ick1 MAR *, AR6 LACC #0h MPY #0 RPT #6 ;Lin_fit MAC #fit, *+ APAC SACL dI1 LAR AR4,#Ick1 + 4 LACL * SACL I_corr B FIN_dI1 FIN_dI1 DMOV dIm ; pasa dIm a dImp SPM #3 LT dI1 MPY Kcorriente PAC SFR SFR SPM #0 SACL dIm RPT #2 SFL SACL AUX SALIDA AUX, Ega_salida ; Corrección por I ************************************* LDP #6 SPM #3 LT I_corr MPY #010h PAC SFR SFR SPM #0 SACL cor_I ADD dIm SACL dIm
; Cálculo de Velocidad ************************************* LDP #6 LACL flag_vel BCND no_calcular, EQ LAR AR7, #Vel_n + 1 MAR *, AR7 DMOV *- DMOV * LACL Vel_salida SACL *+ ADD *+ ADD * SACL Vel_n_fil SPLK #03h, tres DIVISION2 Vel_n_fil, tres SACL Vel_n_fil SPLK #09C40h, Vel_max DIVISION Vel_max, Vel_n_fil SACL Vel_Hz RPT #7 SFL SACL AUX SALIDA AUX, Ick_salida no_calcular ; Saturación máximo dIm ************************************* SPLK #0F00h, SAT_dIm_max LACL SAT_dIm_max SUB dIm BCND NO_SATmax, GEQ SPLK #0F00h, dIm NO_SATmax ; Saturación mínimo dIm ************************************* SPLK #0A00h, SAT_dIm_min LACL dIm SUB SAT_dIm_min BCND NO_SATm, GEQ SPLK #0A00h, dIm NO_SATm ; Saturación por d2I ************************************* LDP #6 LACL dIm SUB dImp ABS SUB #0450h BCND NO_SAT, LT
12
8 SAT ; En saturación: dIm(n) = dIm(n-1) LACL dImp SACL dIm NO_SAT ; En NO saturación: dIm(n) = dIm(n) LACL dIm RPT #2 SFL SACL AUX SALIDA AUX, Egb_salida LACL flag_vel BCND no_calcular2, NEQ ; Busqueda de minimo de dI ************************************* LDP #6 DMOV d2I_fil ;Guarda d2I_fil en d2I_filp FILTRO_d2I ;Resultado en d2I_fil RPT #7 SFL SACL AUX SALIDA AUX, Egc_salida LACL dIm SUB dImp LDP #7 SACL d2I LDP #6 BIT d2I_fil,0 BCND d2I_POS,NTC ;Salta si d2I positivo B d2I_FIN d2I_POS BIT d2I_filp,0 BCND CAMBIO_SEN,TC ;Se encuantra mínimo B d2I_FIN CAMBIO_SEN LACL S_POS SUB #0FFA0h BCND S_cero, EQ LACL S_POS ADD #0020h SACL S_POS B d2I_FIN S_cero SPLK #0FF00h, S_POS
d2I_FIN LACL S_POS LDP #0E1h SACL PCDATDIR no_calcular2 ; Envía dato según petición ************************************* LDP #6 LACL TRANS BCND NO_ENVIO, EQ ;Envía dato o no?? LDP #0E0h XMIT_RDY BIT SCICTL2,BIT7 NOP BCND NO_ENVIO,NTC MAR *,AR2 ;Activa AR2 LACL *,AR0 ;Carga AR2 en ACC y activa AR0 SACL *,AR2 ;Envía dato por puerta serial NO_ENVIO LDP #0E8h LACL EVIFRB SACL EVIFRB clrc xf CLRC INTM RET ************************************* * Rutina de Servicio de Interrupción de Transmisión Serial ************************************* GISR5 SETC INTM SETC SXM SST #0, ST0_TEMP SST #1, ST1_TEMP LDP #6 SACL ACC_BAJO SACH ACC_ALTO ;Lee caracter enviado por puerta serial ************************************* MAR *,AR1 READ_CHR: LACL *,AR0 LDP #6 SACL BUFER_SERIAL ;Devuelve el mismo caracter enviado. Sirve de verificación de comunicación. *************************************
12
9 ; LACL BUFER_SERIAL ; SACL * LACL #0003h SUB REF_SOFT_o_EXT BCND I2, EQ ; Segunda recepción refernecia LACL #0041h ;A: Corriente Fase A SUB BUFER_SERIAL BCND IA, EQ LACL #0042h ;B: Corriente Fase B SUB BUFER_SERIAL BCND IB, EQ LACL #0043h ;C: Corriente Fase C SUB BUFER_SERIAL BCND IC, EQ LACL #0058h ;X: Fem Fase A SUB BUFER_SERIAL BCND FA, EQ LACL #0059h ;Y: Fem Fase Y SUB BUFER_SERIAL BCND FB, EQ LACL #005Ah ;Z: Fem Fase Z SUB BUFER_SERIAL BCND FC, EQ LACL #0052h ;R: Entrega valor de I_Ref SUB BUFER_SERIAL BCND RE, EQ LACL #0049h ;I: Referencia por Software SUB BUFER_SERIAL BCND I, EQ LACL #0069h ;i: Ref por hardware SUB BUFER_SERIAL BCND I3, EQ LACL #001Bh ;ESC: Fin envío datos a PC SUB BUFER_SERIAL BCND ESC, EQ
LACL #000Dh ;CR: Inicio envío datos a PC SUB BUFER_SERIAL BCND CR, EQ LACL #0078h ;x SUB BUFER_SERIAL BCND x, EQ LACL #0079h ;y SUB BUFER_SERIAL BCND y, EQ LACL #0065h ;e SUB BUFER_SERIAL BCND ERROR, EQ LACL #20h ;'SPACE':Activa y desactiva el controlador SUB BUFER_SERIAL BCND SPACE, EQ LACL #21h ;U0 SUB BUFER_SERIAL BCND U0_s, EQ LACL #30h ;Cambio de parámetros SUB BUFER_SERIAL BCND DATOS, EQ LACL #40h ;Verificación de parámetros SUB BUFER_SERIAL BCND VERIFICA, EQ LACL #22h ;Ajuste de cero por Software SUB BUFER_SERIAL ;Iak BCND CERO_ADJ_A, EQ LACL #23h ;Ajuste de cero por Software SUB BUFER_SERIAL ;Ibk BCND CERO_ADJ_B, EQ LACL #0006h ;ACK ---> R * I SUB BUFER_SERIAL ;BCND ACK, EQ LACL #000Ah ;LF ---> di/dt SUB BUFER_SERIAL ;BCND LF, EQ
13
0 LACL #000Ch ;FF ---> R*I + di/dt SUB BUFER_SERIAL ;BCND FF, EQ LACL #60h ;Tipo de Control SUB BUFER_SERIAL ;BCND TIPO_CONTRL, EQ B FIN_RX ;Vuelve si ninguna ****************************************************** IA LDP #6 LAR AR2, #Iak_salida LDP #0E1h B FIN_RX IB LDP #6 LAR AR2, #Ibk_salida LDP #0E1h B FIN_RX IC LDP #6 LAR AR2, #Ick_salida LDP #0E1h B FIN_RX FA LDP #6 LAR AR2, #Ega_salida B FIN_RX FB LDP #6 LAR AR2, #Egb_salida B FIN_RX FC LDP #6 LAR AR2, #Egc_salida B FIN_RX RE LDP #6 LAR AR2, #I_ref_salida B FIN_RX **************************************************************************** TIPO_CONTRL LDP #0E0h CTRL BIT SCIRXST, BIT6 BCND CTRL, NTC LDP #6 MAR *,AR1 LACL * SACL GR1
SUB #01h BCND TIPO1, EQ LACL GR1 SUB #02h BCND TIPO2, EQ LACL GR1 SUB #03h BCND TIPO3, EQ B FIN_RX TIPO3 SPLK #3, T_CTRL B FIN_RX TIPO2 SPLK #2, T_CTRL B FIN_RX TIPO1 SPLK #1, T_CTRL B FIN_RX ******************************************************** I ;Instrucción para referencia por software LDP #6 ;El siguiente byte es un dato SPLK #0003h, REF_SOFT_o_EXT B FIN_RX I2 ;Dato de Referencia por software LDP #6 SPLK #0001h, REF_SOFT_o_EXT LACL BUFER_SERIAL SACL REF_SOFT B FIN_RX I3 LDP #6 SPLK #0000h, REF_SOFT_o_EXT B FIN_RX **************************************************** ESC LDP #6 SPLK #0000h, TRANS LDP #0E1h B FIN_RX CR LDP #6 SPLK #000Fh, TRANS B FIN_RX ACK LDP #6 LAR AR2, #OFFSET_IA B FIN_RX LF LDP #6 LAR AR2, #OFFSET_IB B FIN_RX
13
1 FF LDP #6 LAR AR2, #OFFSET_I B FIN_RX U0_s LDP #6 LAR AR2, #U0_salida B FIN_RX x LDP #6 LDP #0E1h B FIN_RX y LDP #6 LAR AR2, #I_max_salida B FIN_RX ERROR LDP #6 LAR AR2, #Error_salida B FIN_RX ****************************************************** SPACE LDP #6 SPLK #00000, U0 SPLK #00000, U1 SPLK #00000, E0 SPLK #00000, E1 SPLK #00000, E2 SPLK #00000, E3 LACL CONTROL_o_REF BCND CON, EQ LACL dIm LDP #7 SACL dI LDP #6 SPLK #0, CONTROL_o_REF B FIN_RX CON LDP #6 SPLK #20h, CONTROL_o_REF B FIN_RX DATOS MAR *,AR1 LDP #0E0h DATO_K1a BIT SCIRXST, BIT6 BCND DATO_K1a, NTC LACL * LDP #6 SACL K1_aux
SUB #4Eh BCND BIT_16, NEQ SPLK #0000h, K1_aux BIT_16 LDP #0E0h DATO_K1b BIT SCIRXST, BIT6 BCND DATO_K1b, NTC LACL * LDP #6 * SACL K1 SUB #4Eh BCND BIT_16_2, NEQ LACC K1_aux, 8 * SACL K1 B DATO2 BIT_16_2 LACC K1_aux, 8 ADD K1 * SACL K1 DATO2 LDP #0E0h DATO_K2a BIT SCIRXST, BIT6 BCND DATO_K2a, NTC LACL * LDP #6 SACL K1_aux SUB #4Eh BCND BIT_16_3, NEQ SPLK #0000h, K1_aux BIT_16_3 LDP #0E0h DATO_K2b BIT SCIRXST, BIT6 BCND DATO_K2b, NTC LACL * LDP #6 * SACL K2 SUB #4Eh BCND BIT_16_4, NEQ LACC K1_aux, 8 * SACL K2 B DATO3 BIT_16_4 LACC K1_aux, 8 ADD K2 * SACL K2 DATO3 LDP #0E0h DATO_K3a BIT SCIRXST, BIT6 BCND DATO_K3a, NTC LACL * LDP #6 SACL K1_aux SUB #4Eh BCND BIT_16_5, NEQ SPLK #0000h, K1_aux BIT_16_5 LDP #0E0h DATO_K3b BIT SCIRXST, BIT6 BCND DATO_K3b, NTC LACL *
13
2 LDP #6 SACL Kp SUB #4Eh BCND BIT_16_6, NEQ LACC K1_aux, 8 SACL Kp B DATO4 BIT_16_6 LACC K1_aux, 8 ADD Kp SACL Kp DATO4 LDP #0E0h DATO_K4a BIT SCIRXST, BIT6 BCND DATO_K4a, NTC LACL * LDP #6 SACL K1_aux SUB #4Eh BCND BIT_16_7, NEQ SPLK #0000h, K1_aux BIT_16_7 LDP #0E0h DATO_K4b BIT SCIRXST, BIT6 BCND DATO_K4b, NTC LACL * LDP #6 SACL Kc SUB #4Eh BCND BIT_16_F, NEQ LACC K1_aux, 8 SACL Kc B FIN_RX BIT_16_F LACC K1_aux, 8 ADD Kc SACL Kc LACC * ;Borra buffer serial B FIN_RX ****************************************************** CERO_ADJ_A LDP #6 SPLK #10h, AUX SPLK #0000h, OFFSET_IA SPLK #0000h, GR1 SUMA_A LDP #0E0h LACL ADCFIFO1 LACL ADCFIFO1 SPLK #03910h, ADCTRL1 ;Lee Canal 0 y 1 NOP NOP ESPERA1_A BIT ADCTRL1,7 ;Fin Conversion?
BCND ESPERA1_A, NTC LACC ADCFIFO1, 10 LDP #6 SACH OFFSET_IA LACL OFFSET_IA VAR_ESCALA OFFSET_IA, #200h ;[0:3FF] --->;[8000:7FFF] * SACL OFFSET_IA ADD GR1 SACL GR1 LACL AUX SUB #1h SACL AUX BCND SUMA_A, NEQ LACC GR1, 12 SACH OFFSET_IA MAR *,AR0 LACC OFFSET_IA,8 ;envio MSB SACH * LDP #0E0h NOP NOP ESPERA_T3_A BIT SCICTL2, BIT7 BCND ESPERA_T3_A, NTC LDP #6 LACL OFFSET_IA ;envio LSB SACL * LDP #0E0h NOP NOP ESPERA_T4_A BIT SCICTL2, BIT7 BCND ESPERA_T4_A, NTC B FIN_RX ****************************************************** CERO_ADJ_B LDP #6 SPLK #10h, AUX SPLK #0000h, OFFSET_IB SPLK #0000h, GR1 SUMA_B LDP #0E0h LACL ADCFIFO2 LACL ADCFIFO2 SPLK #03910h, ADCTRL1 ;Lee Canal 2 y 5 NOP NOP ESPERA1_B BIT ADCTRL1,7 ;Fin Conversion? BCND ESPERA1_B, NTC
13
3 LACC ADCFIFO2, 10 LDP #6 SACH OFFSET_IB LACL OFFSET_IB VAR_ESCALA OFFSET_IB, #200h ;[0:3FF] --->;[8000:7FFF] * SACL OFFSET_IB ADD GR1 SACL GR1 LACL AUX SUB #1h SACL AUX BCND SUMA_B, NEQ LACC GR1, 12 SACH OFFSET_IB MAR *,AR0 LACC OFFSET_IB,8 ;envio MSB SACH * LDP #0E0h NOP NOP ESPERA_T1_B BIT SCICTL2, BIT7 BCND ESPERA_T1_B, NTC LDP #6 LACL OFFSET_IB ;envio LSB SACL * LDP #0E0h NOP NOP ESPERA_T2_B BIT SCICTL2, BIT7 BCND ESPERA_T2_B, NTC B FIN_RX ;Verificación de valores de las constantes K1, K2, Kc, Kp ************************************* VERIFICA MAR *,AR0 LDP #6 LACC K1, 8 SACH * LDP #0E0h ESPERA_TX BIT SCICTL2, BIT7 BCND ESPERA_TX, NTC LDP #6 LACL K1 SACL * LDP #0E0h ESPERA_TX2 BIT SCICTL2, BIT7 BCND ESPERA_TX2, NTC
LDP #6 LACC K2, 8 SACH * LDP #0E0h ESPERA_TX3 BIT SCICTL2, BIT7 BCND ESPERA_TX3, NTC LDP #6 LACL K2 SACL * LDP #0E0h ESPERA_TX4 BIT SCICTL2, BIT7 BCND ESPERA_TX4, NTC LDP #6 LACC Kp, 8 SACH * LDP #0E0h ESPERA_TX5 BIT SCICTL2, BIT7 BCND ESPERA_TX5, NTC LDP #6 LACL Kp SACL * LDP #0E0h ESPERA_TX6 BIT SCICTL2, BIT7 BCND ESPERA_TX6, NTC LDP #6 LACC Kc, 8 SACH * LDP #0E0h ESPERA_TX7 BIT SCICTL2, BIT7 BCND ESPERA_TX7, NTC LDP #6 LACL Kc SACL * LDP #0E0h ESPERA_TX8 BIT SCICTL2, BIT7 BCND ESPERA_TX8, NTC FIN_RX LDP #6 LACC ACC_ALTO,16 ADD ACC_BAJO LDP #0 LST #1, ST1_TEMP LST #0, ST0_TEMP LDP 0 CLRC INTM CLRC SXM RET ;Fin de la Interrupción *************************************
13
4 PHANTOM nop B PHANTOM ;Coefficients in Q12 fractional format ************************************* .sect ".coef" aww .int 9 ;a0 Fs = 15 kHz, Fc = 50 Hz .int 9 ;a1 .int 10 ;a2 .int 12 ;a3 .int 14 ;a4 .int 16 ;a5 .int 19 ;a6 .int 23 ;a7 .int 27 ;a8 .int 32 ;a9 .int 37 ;a10 .int 43 ;a11 .int 48 ;a12 .int 55 ;a13 .int 61 ;a14 .int 67 ;a15 .int 73 ;a16 .int 80 ;a17 .int 86 ;a18 .int 92 ;a19 .int 98 ;a20 .int 103 ;a21 .int 109 ;a22 .int 113 ;a23 .int 117 ;a24 .int 121 ;a25 .int 124 ;a26 .int 126 ;a27 .int 128 ;a28 .int 129 ;a29 .int 130 ;a30 .int 129 ;a31 .int 128 ;a32 .int 126 ;a33 .int 124 ;a34 .int 121 ;a35 .int 117 ;a36 .int 113 ;a37 .int 109 ;a38 .int 103 ;a39 .int 98 ;a40 .int 92 ;a41 .int 86 ;a42 .int 80 ;a43 .int 73 ;a44
.int 67 ;a45 .int 61 ;a46 .int 55 ;a47 .int 48 ;a48 .int 43 ;a49 .int 37 ;a50 .int 32 ;a51 .int 27 ;a52 .int 23 ;a53 .int 19 ;a54 .int 16 ;a55 .int 14 ;a56 .int 12 ;a57 .int 10 ;a58 .int 9 ;a59 .int 9 ;a60 ; Coeficintes Mínimos cuadrados fit .int -3 ;cte1 .int -2 ;cte2 .int -1 ;cte3 .int 0 ;cte4 .int 1 ;cte5 .int 2 ;cte6 .int 3 ;cte7
13
5
ANEXO 6 : ESPECIFICACIONES TÉCNICAS DE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS UTILIZADOS
13
6
En el presente anexo se incluyen extarctos de las especificaciones técnicas de
algunos de los circuitos integrados utilizados en el diseño del sistema de control de corriente y estimación de posición. Estos son:
Microprocesador DSP TMS320F241
Filtro análogo universal UAF42
Amplificador diferencial INA117
Regulador de tensión REG103
Referencia análoga REF02
Transmisor fibra óptica HFBR1524
Receptor fibra óptica HFBR2524
13
7
13
8
13
9
14
0
14
1
14
2
14
3
14
4
14
5
14
6
ANEXO 7 : ESPECIFICACIONES TÉCNICAS DE LOS COMPONENTES DE POTENCIA
14
7
En el presente anexo se incluyen extarctos de las especificaciones técnicas de
los principales componentes de potencia, además del transductor de corriente utlizado en el inversor. Los componentes son:
Motror de Imanes Permanentes BRLS16
Módulo de IGBT Intellimod PM400DSA060
Transductor de Corriente LA305-S
14
8
14
9
15
0
15
1
15
2
15
3
ANEXO 8 : MÉTODO DE LOS MÍNIMOS CUADRADOS
15
4
El modelo hipotético de rango completo que se usará es,
eXY += β (A8.1)
Dos suposiciones son necesarias, en primer lugar se asume que la función de probabilidades del error (e) debido a ruido o errores de adquisición tiene una media cero,
( ) 0=eE (A8.2)
Y e segundo lugar, que la matriz de covarianza de este es,
( ) IeeE 2σ=′ (A8.3)
El método de los mínimos cuadrados se basa en encontrar el valor de los parámetros ß para los cuales la suma de los errores cuadráticos es mínima. En otras palabras se desea minimizar
( ) ( )ββ XYXYeeen
ii −′−=′=∑
=1
2 (A8.4)
Resolviendo esta ecuación se llega a la expresión general para el óptimo de ß,
YXS ′= −1ß̂ (A8.5)
En el resultado anterior, X es la variable independiente, Y la dependiente y S=X’X.
De acuerdo al teorema de Gauss-Markoff, se establece que el mejor (mínima varianza) estimador lineal (funciones lineales de yi) insesgado de ß está dado por el método de los mínimos cuadrados. [13]
Para el caso particular planteado en este problema el modelo que se ha de utilizar es
iii exy ++= 21 ββ (A8.6)
Donde ßi son constantes desconocidas, yi al dato de corriente adquirido y xi corresponde al tiempo de la medición. ß1 representa el intersecto de la ecuación de la
15
5
corriente y ß2 la pendiente que corresponde justamente al valor deseado. En forma
matricial se obtienen las siguientes expresiones:
=
nx
xx
X
1......
11
2
1
=
2
1
ββ
β
=
ny
yy
Y...
2
1
(A8.7)
Luego calculando el valor de S,
=′=
∑∑∑
2ii
i
xx
xnXXS (A8.8)
Invirtiendo S se obtiene,
( )
−−
−=
∑∑∑
∑−
nxxx
xxnS
i
ii
i
2
21 1 (A8.9)
Con lo anterior, reemplazando (A8.9) en la ecuación (A8.5) se obtiene el resultado para los coeficientes deseados.
( )
+−−
−=
=
∑∑∑∑∑∑∑
∑ iiii
iiiii
ixynyxyxxyx
xxn
2
22
1 1ββ
β (A8.10)
Una característica importante de este resultado es que su cómputo es relativamente rápido, pues si bien son numerosas operaciones, es posible despejar la variable dependiente. Esto se observa de mejor forma en el resultado escrito en su forma
matricial.
( )YXS ′= −1β (A8.11)
El término S-1X’ depende sólo de los valores x i, los que, como ya se indicó, corresponden a los instantes de tiempo donde se realizan las adquisiciones. Debido a la
forma en que se programó el DSP los tiempos de adquisición son fijos por lo que este término es finalmente un vector constante que se puede calcular previamente. El método de
15
6
los mínimos cuadrados se reduce entonces a una sola multiplicación vectorial, con vectores
de largo fijo.
