Teoriadi Francesco Callegari

Triodi e pentodi di potenza a confrontoMetteremo aa cconfronto ddue ttubi mmolto ddiffusi: uuna 3300B, ttriodo pper eeccel-lenza, ccon uuna KKT88 cche èè uun ttetrodo mmolto nnoto. VVedremo lle lloro rrispostealle bbasse ee aalte ffrequenze, lle lloro ddistorsioni, ii ppregi ee ii ddifetti ddi oognuna ccondiversi ttrasformatori dd’uscita.

Costruire Hi-Fi N. 9322

PREMESSANella scorsa puntata, avevamo visto l’im-portanza che hanno i valori dell’induttanzadel primario LP e della resistenza interna deltubo Ri nei confronti della risposta allebasse frequenze del TU. In questa puntata,oltre alla risposta in frequenza, metteremoa confronto le distorsioni dei triodi con quel-le dei pentodi di potenza. In particolare,sarà interessante confrontare la distorsioned’intermodulazione IMD. Le deduzioni chepotremmo trarre, in genere saranno valideper confrontare anche tubi differenti daquelli impiegati per queste misure, a pattoche abbiano fra loro potenze d’uscita para-gonabili.Per potenze d’uscita più modeste, potrebbeessere interessante il confronto fra la EL84(pentodo) e la 2A3 (triodo), o confrontare lastessa KT88 collegata a tetrodo o a triodo. Tutti i grafici e le misure che vedrete, sonoottenuti mediante un programma di simula-zione per PC. Come forse molti di voi, inizialmente eropiuttosto scettico nella scelta di questasoluzione. Avrei preferito costruire due cir-cuiti differenti, ed eseguire con infinitapazienza le misure su i due campioni reali. Ciò che limita o scoraggia la sperimentazio-ne reale, è in buona parte la necessità diallestire diversi banchi di misura e il tempoper la raccolta dei dati rilevati e, soprattutto,la realizzazione dei grafici delle curve dellerisposte in frequenza e delle distorsioni. Per fare lo stesso lavoro con il righello, lacarta millimetrata, il curvilinee e la penna inchina, in passato non sarebbero bastatimesi di lavoro, senza parlare delle arrab-biature se le lettere trasferibili (o i simboliper gli schemi) non aderivano nel mododesiderato.Non crediate che con il computer sianotutte rose e fiori, e che sia sufficiente “clic-care” la tastiera con abilità, come spesso sivede nei film.Prima di ottenere il grafico desiderato,occorre fare molte prove, impostare corret-tamente la misura e usare le scale appro-priate, per mettere in evidenza qualche par-ticolare comportamento dell’oggetto inesame.Il programma di simulazione permette, ad

esempio, di variare facilmente tutti i para-metri di funzionamento dei tubi (o nel caso,dei transistor), le impedenze del caricoanodico e l’induttanza LP del primario, rag-giungendo le condizioni ottimali.Il principale “handicap” della simulazione, èinvece la corrispondenza o meno dei“modelli” dei tubi contenuti nel programma,che in alcuni casi possono essere troppodifferenti dai dati pubblicati nei data book.

OPERAZIONI PRELIMINARIAll’inizio delle simulazioni, la mia principalepreoccupazione è stata quella di verificarela corrispondenza delle famiglie delle curvedei modelli del programma, con le curveoriginali dei fabbricanti dei tubi (es.Western Electric per la 300B e GEC per laKT88). Ebbene, nelle zone di maggioreinteresse delle curve simulate (seppuresemplificate), dove è previsto il passaggiodella retta di carico, l’errore rispetto allecurve reali della KT88 è inferiore al 5%,almeno per le tensioni Va e Vg2 scelte per ilfunzionamento. Le curve reali della KT88sono più arrotondate nella parte più alta asinistra o nella zona del “ginocchio”. Anche per la 300B, le tolleranze sonoabbastanza contenute. In questo casoperò, le curve sono state importate puntoper punto dalle curve reali, con un appositoprogramma (grazie Stefano!). Ho voluto anche verificare se, impostandola simulazione con i dati originali di funzio-namento, si ottenevano le potenze d’uscitae le distorsioni dichiarate dal costruttore.Ad esempio, con una KT88 “simulata” ecollegata a tetrodo o con una 6550 (corri-spondente alla KT88 almeno per le stessecondizioni di funzionamento), in circuito SEsi ottengono effettivamente 12,5 W su uncarico anodico di 1,5kohm. La distorsione armonica complessiva a1kHz e con un TU equivalente senza perdi-te, è pari al 7,4% contro il 7% dichiarati peruna 6550 “reale”. Entrambi i tubi non sonopentodi (come ad es. la EL34), ma sono deitetrodi a fascio (beam tetrode). Per la 300Bin circuito SE, la distorsione simulata dellaseconda e terza armonica, sono legger-mente superiori ai valori reali dichiarati dalcostruttore. Probabilmente, l’errore è infe-

riore a quello dovuto alle tolleranze di pro-duzione, o alle tolleranze fra i fabbricanti.

L’IMPEDENZA DI CARICO OTTIMALE E LA DISTORSIONEPoiché questa non sarà una gara di“muscoli” o di massima potenza in uscita a1kHz, sarà invece più interessante confron-tare i due tubi nel campo della qualità delsuono riprodotto, ovvero per ciò che riguar-derà la risposta in frequenza e le distorsio-ni, specie quella di “intermodulazione” oIMD, che nei circuiti SE senza reazionenegativa, è piuttosto alta.Purtroppo, per la KT88 o per la 6550, nonho a disposizione un diagramma originaleraffigurante le distorsioni di 2a e 3a armoni-ca in funzione del carico anodico, comequello proposto dalla FIVRE (vedi Fig. 1)per la 6L6G in circuito SE (valido anche perla 6L6GC).La parte a sinistra dello schema di applica-zione, è identica alle curve pubblicate suidata book americani per la 6L6GC. Laparte a destra dello schema, mostra ledistorsioni armoniche in funzione dellapotenza d’uscita a 1kHz, per un carico ano-dico costante (quello nominale, vedi Rc =2,5kohm). Nel diagramma di sinistra, comepotete notare, per una tensione in ingressoVi costante (10Veff), si ottiene la massimapotenza d’uscita (circa 7,3 W) con un cari-co anodico di circa 3,8kohm. Fra 3,5kohme 3,8kohm corrisponde anche la minimadistorsione complessiva o totale (THD =6,8% circa). Come mai per l’applicazione “tipica”mostrata nel data book, si è scelto inveceun carico di solo 2,5kohm? Inoltre la poten-za d’uscita è di 6,5 W con una THD del10%, contro 7,3 W per 3,8kohm e con unaTHD di solo il 6,8%.Il motivo è semplice!Ciò che occorre tenere d’occhio, è la distor-sione di 3a armonica, che nei pentodi tendead aumentare (un po’ meno per alcunitetrodi a fascio come appunto la 6L6 e laKT88) con l’aumento del carico anodico.Difatti, con 2,5kohm la distorsione di 3a

armonica è solo del 2,5% contro il 6,4% perun carico di 3,8kohm (o poco meno per 6,5W).

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Anche nel caso della KT88 in circuito SE,reale o simulata, la distorsione è caratteriz-zata da una seconda armonica preminentee da una percentuale di 3a armonica relati-vamente bassa.Alle basse potenze d’uscita, in genere que-sta combinazione delle distorsioni può pro-durre un suono piacevole, senza generarealcun “affaticamento” di ascolto; diversa-mente, alle potenze più alte, le non lineari-tà dovute alla 2a armonica possono esserecausa della distorsione d’intermodulazione(IMD), che a certi livelli può essere più fasti-diosa della distorsione di 3a armonica.In generale, per i tetrodi a fascio ed i pento-di, si ottiene la massima potenza in uscitaquando il rapporto fra il carico anodico e laresistenza interna del tubo Ra / Ri è pari acirca 0,16. Ma come spiegato sopra, que-sta non è la condizione più favorevole perl’ascolto. Si può ottenere una potenzad’uscita ancora accettabile, e con unadistorsione di 3a armonica relativamente piùbassa, quando il rapporto fra il carico ano-dico e la resistenza interna del tubo Ra / Ri

è pari a 0,11-0,14 (tipicamente 0,125 volte).Ai valori più bassi, o per carichi relativa-mente più bassi, le distorsioni di 2a armoni-

ca e d’intermodulazione tendono adaumentare eccessivamente. Viceversa, peri rapporti maggiori (come appunto 0,16), la3a armonica aumenta. Per i tetrodi a fascio,in prossimità di un rapporto fra 0,17 e 0,18e per un determinato livello d’uscita, ladistorsione di 2a armonica tende addiritturaad annullarsi bruscamente (vedi Fig. 1). Ipentodi si comportano similmente, ma inmodo meno accentuato.Per i triodi, le distorsioni armoniche sonoinvece un po’ più “ordinate” o prevedibili. In genere, la massima potenza d’uscita siottiene quando il rapporto Ra / Ri è di circa2. Aumentando il rapporto, ad esempio fra3 e 4, la potenza d’uscita cala leggermente(in genere solo del 10%), ma la distorsione(principalmente di 2a armonica) cala del 40-50% e del 50-60% la 3a armonica.Aumentando ulteriormente l’impedenza dicarico, progressivamente calano le distor-sioni e, purtroppo, cala anche la potenzad’uscita. Ciò avviene senza brusche varia-zioni della distorsione (specie la 2a armoni-ca) come invece spiegato per i tetrodi. Ciò significa che negli amplificatori dipotenza a triodi, la qualità dell’ascolto o vol-garmente il “suono” o le distorsioni, sono

meno influenzate dalle eventuali variazionidell’impedenza di carico o del diffusore. Del fattore di smorzamento, che dipendesoprattutto dall’impedenza interna del tubo,ne riparleremo più avanti.

CONDIZIONI PER LE MISURELa scelta per la competizione, non è avve-nuta con due tubi a caso. La massima dissipazione anodica Pa della300B è di 40 W (“Limiting OperatingCondition for Safe Operation”), e 40 Wanche per la KT88 per Pa + Pg2 (“DesignMaximum” o massima di progetto e 46 Wcome “Absolute”). La 6550 può fornire gli stessi risultati (Pa +Pg2 = 40 W) con un costo più accettabile.Per i confronti, ho scelto una dissipazionepiù “normale” di 32 W, per entrambi i tubi.Come potete notare dallo schema semplifi-cato di Fig. 1, il carico anodico del tubo,non è ottenuto tramite il primario di un tra-sformatore d’uscita, ma è costituito da uncarico fittizio Rc accoppiato all’anodo permezzo di un condensatore. L’induttanzaposta fra l’anodo e l’alimentatore Va (ingergo il circuito è detto “Choke-coupledamplifier”) permette al segnale in ca di rag-

Fig. 11: CCurve ddi uuna 66L6G FFIVRE ((o 66L6GC) iin ccircuito SSE ((Va = 2250V, IIa = 772mA aa rriposo, IIa(max) = 779mA). AAlla ssinistra ttroviamo ii ddiagrammi ddella PPu

e ddelle ddistorsioni ((D% ttotale, 22a, 33

ae 44

aarmonica) iin ffunzione ddel ccarico aanodico RRc. AAl ccentro llo sschema ddi bbase uutilizzato nnelle mmisure. AAlla ddestra

i ddiagrammi ddelle ddistorsioni ee ddel ssegnale iin iingresso VVi, iin ffunzione ddella PPu e ccon ccarico aanodico ppari aa 22,5kohm. DDa nnotare cche pper ttale ccarico,la ddistorsione aarmonica ttotale èè ccostituita iin pprevalenza ddalla 22

aarmonica.

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giungere il carico in uscita, senza essereinfluenzato dall’impedenza interna dell’ali-mentatore. Questo tipo di accoppiamento,è impiegato convenzionalmente da tutti icostruttori di tubi per le loro misure e percompilare i loro data book. In questo modo,la potenza in uscita (generalmente a 1kHz)e le distorsioni dei tubi, non sono influenza-te dalle perdite o dalle distorsioni del circui-to di misura o di un eventuale TU. Le perdite del condensatore in uscita sonotrascurabili.Per le nostre misure di confronto, a diffe-renza di quanto appena detto, le perdite delTU sono invece comprese, pur semplifican-do il circuito rispetto a quello di un TU tradi-zionale (vedi Fig. 2). Lo scopo, grazie allasimulazione, è quello di ottenere dei risulta-ti paragonabili alle condizioni di funziona-mento con TU reali, e di prevedere il com-portamento dei tubi, almeno per le basse emedie frequenze, variando l’induttanza delprimario da un minimo di 10H ad un massi-mo di 50H. Alle alte frequenze, la rispostain frequenza dipende dall’interazione fral’impedenza interna del tubo, quella di cari-co e gli elementi parassitari del TU (l’indut-tanza parassita Ld e la capacità parassita Cd

sono solo una parte). Non potendo preve-dere o misurare con sufficiente precisionetutti gli elementi parassitari, per le alte fre-quenze la simulazione può essere solomolto approssimata.Tornando alla Fig. 2, se RL è il solito caricosecondario (es. 4 o 8ohm), e n il rapporto ditrasformazione, all’anodo del tubo o al pri-mario del TU equivalente “vedremo” n

2RL

più le perdite n2Rdc2 del secondario (Rdc2 si

misura in cc ai capi del secondario) som-mate alle perdite Rdc1 dell’avvolgimento pri-mario.Le perdite degli avvolgimenti del TU, sono

di proposito mantenute costanti per tutte lemisure e uguali per il primario ed il secon-dario, almeno per le basse e medie fre-quenze fino a 1kHz. Questa condizione dicompromesso, non si discosta troppo daicasi reali. Ad esempio, una resistenza in cc del prima-rio di 100ohm (similmente 100ohm per leperdite del secondario n2

Rdc2 “viste” dal pri-mario) potrebbe apparire eccessiva per unTU con un induttanza primaria di solo 10H.Nel caso di un TU commerciale di tipo “eco-nomico” appunto da 10H (con relativamen-te poche spire o di modeste dimensioni),sarebbe invece normale. Una resistenzadel primario di 100ohm, sarebbe abbastan-za normale per TU di qualità con induttan-za primaria fra 20 e 30H. In genere, i TU dialta qualità con LP oltre a 30H, hanno gros-se dimensioni e nuclei a “C”, e di solito per-dite d’inserzione relativamente basse eresistenze del primario intorno a 100ohm opoco superiori. Come vedremo, con i pentodi o con i tetro-di in genere, per ottenere una risposta allebasse frequenze accettabile, occorre unbuon TU con un’induttanza primaria dialmeno 30H; una ragione in più per vederecome “normale” una resistenza in cc delprimario di 100ohm.Per la 300B ho scelto un carico anodico di3,2kohm, comprendendo le perdite del TU,ed una tensione misurata all’anodo, di400V. Per prudenza, la corrente anodica ariposo è di 80mA, come riportato nelleapplicazioni originali. Riducendo l’impeden-za di carico a 2,5kohm, è possibile ottene-re una potenza massima d’uscita legger-mente più alta, a costo di aumentare la cor-rente anodica (es. Ia = 90ma e Va = 356Vsempre per Wa = 32 W) e di accettare unadistorsione (specie la 3a armonica) maggio-

re anche alle medie potenze d’uscita. Ladurata del tubo e il fattore di smorzamentoDf diminuirebbero leggermente.Per la KT88, ho scelto un carico anodicocomplessivamente di 2kohm (n2

RL =1,8kohm sommati ai 100 + 100ohm delleperdite) contro un carico di 1,5kohm del cir-cuito originale senza perdite in uscita. Peruna tensione anodica di 250V ed una dissi-pazione di 32 W, la corrente anodica ènecessariamente più bassa rispetto ai datioriginali di funzionamento (Ia 121mA + Ig2

7mA contro Ia 140mA ed una Wa di 35 W).Inoltre, se da un lato il modesto aumentodel carico, produce un leggero aumentodella distorsione della 3a armonica, dall’al-tro lato produce sicuramente una riduzionedella 2a armonica e della distorsione d’inter-modulazione IMD.Sia per la KT88, sia per la 300B e per lecondizioni di funzionamento stabilite per lesimulazioni, si potrebbe ottenere unapotenza d’uscita di oltre 9 W a 1kHz conuna distorsione complessiva inferiore al9%. Le misure sono limitate di proposito asolo 8 W d’uscita (anche 1 e 4 W per lamisura della IMD), per mettere in evidenzale distorsioni ai normali livelli di ascolto.

TABELLA DI CONFRONTO FRA LA 300B E LA KT88Ho voluto riassumere nella Tabella 1, leprincipali caratteristiche rilevate dai duetubi in circuito SE. Nei paragrafi che segui-ranno, commenteremo nei dettagli quantoriassunto.Risposta alle frequenze basse: osservan-do i dati della prima riga in alto, possiamonotare che per un TU economico con indut-tanza primaria di solo 10H (poche spire econ un nucleo di modeste dimensioni), il“triodo” 300B consente una risposta alle

Fig. 22: CCircuito eequivalente pper lle mmedie ee bbasse ffrequenze, ddel TTU uusato nnelle ssimulazioni. SSia lle pperdite dd’inserzione ((dovute aai cconduttori) ssia llarisposta aalle bbasse ffrequenze, ssono iidentiche aa qquelle ddi uun TTU rreale, ccompleto ddel ssecondario.

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basse frequenze ancora accettabile, con-1dB a circa 20Hz e -3dB a 10Hz. Il “tetrodo” KT88 invece, a causa dell’im-pedenza interna Ri relativamente alta (edi conseguenza anche la resistenza equi-valente Req del circuito, vedi i valori rileva-ti in fondo alla tabella), fornisce una rispo-sta piuttosto scarsa. Difatti, come giàspiegato nella puntata precedente, il rap-porto fra le Req dei due tubi (1700/628,5= 2,7) corrisponde esattamente al rap-porto fra le rispettive frequenze di taglio a-3dB (27/10 = 2,7) ed anche per -1dB(52,9/19,6 = 2,7 circa).Distorsione armonica: la distorsionearmonica della KT88, pur essendo relati-vamente più alta rispetto a quella della300B, potrebbe essere ancora accettabi-le pensando che con dei diffusori di effi-cienza medio-alta (es. 92-94dB), ai nor-mali livelli di ascolto potrebbero bastare 2o 3 W. Distorsione d’intermodulazione: perciò che riguarda la distorsione d’intermo-

Tabella rriassuntiva ddi cconfronto ffra ii ddue ttubi, iin ffunzione ddell’induttanza pprimaria LLP e ddella ppotenza iin uuscita. LLe ddue rrighe iin bbasso, rriassumonole ccaratteristiche ((per lla cca) ddei ddue ccircuiti.Le pperdite ddegli aavvolgimenti ssono lle sstesse pper ttutti ii ccasi ((Rdc1 = n

2Rdc2 = 100W).

(#) NN.B. DDistorsione ppercentuale ddell’intermodulazione ((IMD) ccon ssegnali iin iingresso ddi ffrequenze ppari aa 440Hz ee 110kHz, ee rrapporto 44:1 ddelle rrispet-tive aampiezze ((metodo SSMPTE).

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dulazione IMD (vedremo i dettagli dellemisure nella prossima puntata), i valori per-centuali a 4 W e per un’induttanza primariaLP di 10H, per entrambi i tubi sono piuttostoalti, pur considerando che stiamo esami-nando un circuito SE senza alcun tipo direazione negativa; quasi tre volte i valoridella IMD a 1 W. Per 30-40H, la IMD calanotevolmente, con un rapporto di circa 2 frala IMD a 1 e 4 W in uscita, come giusta-mente deve essere. Da notare che anche per la IMD, una scar-sa induttanza del primario, produce neipentodi una maggiore distorsione. A causadella maggiore resistenza interna del tuboo alla maggiore sensibilità alle variazionidel carico (appunto una scarsa induttanzaLP), per la misura della IMD della KT88 eper 4 W in uscita e con una LP di 10H,occorre “pompare” all’ingresso del tubo, unsegnale (composito) di quasi il 13% in piùrispetto a quello necessario per 4 W ed unaLP di 20H. Per la 300B e per le stesse con-dizioni, per una LP di 10H occorre inveceuna maggiorazione del segnale in ingressodi solo il 3%. C’è una bella differenza!Dal confronto con la 300B, almeno per ciòche riguarda la risposta alle basse frequen-ze e la IMD, possiamo trarre una primaconclusione: i pentodi o i tetrodi necessita-no di TU con induttanza LP di almeno 2volte maggiori rispetto ai triodi.Reiezione ai disturbi dell’alimentatore:nel gergo comune è il PSRR dell’amplifica-tore (“Power Source Rejection Ratio”), o

SVR (“Supply Voltage Rejection”). È incre-dibile, ma di questi due termini, presenti intutti i data book dei CI operazionali, non sitrova alcuna traccia nel moderno Dictionaryof Electronics (ed. Newnes), che viceversaè abbastanza completo per i termini cheriguardano l’informatica e l’elettronica digi-tale. Per reiezione s’intende principalmentel’attenuazione (in dB) fra la tensione didisturbo in genere (es. di ronzio o di “rip-ple”) presente all’uscita dell’amplificatore,rispetto a quella spesso presente nellarispettiva tensione di alimentazione. A diffe-renza dei classici circuiti in controfase(bilanciati), i circuiti SE soffrono di una reie-zione piuttosto limitata. Dal punto di vistadell’alimentatore e della sua tensione di rip-ple, il primario del TU con la propria impe-denza, è “visto” in serie al tubo di potenza,con la propria resistenza interna Ri. Ne con-segue che una parte del ripple lo troviamoai capi del primario, e l’altra parte fra l’ano-do e il catodo o in genere la massa. Nelcaso dei triodi, che hanno una bassa resi-stenza interna (in genere è pari ad una fra-zione del carico anodico), al primario avre-mo la maggior parte della tensione di rippleed una reiezione molto modesta. Per i pen-todi, che invece hanno una Ri maggiore diparecchie volte l’impedenza del carico ano-dico, avremo quasi tutta la tensione di rip-ple fra l’anodo e massa, e solo una piccolaparte ai capi del primario. Riassumendo, se ci si riferisce al primario opiù precisamente a n

2RL, per i pentodi di

potenza il PSRR o la reiezione è intorno ai

Fig. 33: CCircuiti iimpiegati pper lle ssimulazioni eed ii cconfronti ffra ii ttubi. LLa pparte aall’interno ddel ttratteggio, rrappresenta iil ccircuito ssemplificato ddel TTU, llimi-tato aalle ffrequenze mmedie ee bbasse.

-18, -20dB (pari ad un’attenuazione del rip-ple di 8-10 volte). Per la KT88 del nostroamplificatore di riferimento, il PSRR è dicirca -20dB. Per i triodi, normalmente l’impedenza delcarico anodico è di 2-5 volte la Ri del tubo.La reiezione del ripple è rispettivamente disolo 0,66-0,83 volte oppure da -3,5dB a -1,6dB(!!). Per il circuito di riferimento con la300B, il PSRR è di circa –2,3dB (0,77volte). Ciò significa che con gli amplificatoriSE a triodi, occorre porre la massima atten-zione nel dimensionare il circuito del filtroall’uscita dell’alimentatore, in modo partico-lare quando i diodi raddrizzatori sono astato solido (tensione di ripple con maggiorcontenuto di componenti armoniche). Èimportante notare che gli stessi parametriche portano (come vedremo) ad un miglio-ramento del Df, portano invece ad un peg-gioramento del PSRR.Fattore di smorzamento: per rinfrescarvila memoria, il fattore di smorzamento Df

(“Damping factor”) è il rapporto fra l’impe-denza nominale di carico di un amplificato-re (es. 4 o 8ohm) e l’impedenza interna del-l’amplificatore, misurata a 1kHz ai morsettid’uscita, ovviamente senza il carico RL.Nel caso dei due circuiti usati per le simula-zioni (Fig. 3a-3b) e riferendosi al primario,sarà:dove RL è sempre 4 o 8ohm, n è il rapportodi trasformazione del TU (pari a N1 / N2) eZout (che comprende le perdite) è l’impeden-za misurata o calcolata ai morsetti X e Y,senza il carico n2

RL. Nel caso la reattanza

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un bel po’ meno dei 3,2kohm nominali a1kHz. Ciò richiederebbe dalla 300B unacorrente alternata eccessiva, impossibileda erogare in modo lineare. Per un TU con LP di 30H, le cose vannodecisamente meglio, con un’impedenzacomplessiva di carico di 2,47kohm a 20Hz.In Fig. 5, possiamo ammirare l’andamentoreale della cosiddetta “retta di carico” della300B (1).Normalmente, si traccia una retta inclinatache è sovrapposta alle curve Ia – Va e chepassa dal “punto di lavoro” o di funziona-mento a riposo del tubo; ad esempio passaper Ia = 80mA e Va = 400V.

Istintivamente si pensa che la correnteistantanea Ia e la conseguente tensioneistantanea Va (che è funzione del caricoanodico o della pendenza della retta), deb-bano per forza seguire l’andamento dellaretta di carico tracciata, come se questafosse un ideale binario. Ciò è vero (e comevedremo con qualche riserva) solo nel casoin cui il carico anodico sia puramente resi-stivo.In genere, “visto” dai morsetti del primario odall’anodo del tubo, un TU ha un comporta-mento “induttivo” dalle basse frequenzefino a circa 500Hz o 1kHz. Il comportamento capacitivo inizia molto

Fig. 44: CConfronto 3300B –– KKT88. IIstogramma ddella ddistorsione aarmonica ((totale) aa 22 WW ee aa 220Hz,in ffunzione ddell’induttanza ddel pprimario LLP.

Fig. 55: 3300B: aandamento ddella ““retta ddi ccarico”, iin ffunzione ddi ddiverse ffrequenze ee iinduttanze ddelprimario LLP. DDa nnotare cche pper ppotenze dd’uscita ssostenute, oo pper vvalori eelevati ddella ccorrenteanodica ddi ppicco ((quando èè ddistorta), iil ppunto ddi llavoro ((es. IIa = 80mA aa rriposo), ttende aa rrag-giungere ccorrenti mmaggiori.

XL di LP a 1kHz (è )sia maggiore di 20 volte la resistenza inter-na Ri del tubo, sarà

.Poiché nel circuito equivalente del TU sonocomprese anche le perdite, il Df calcolato èidentico a quello misurato ai morsettid’uscita del secondario, con un TU reale.Nel caso della 300B, il Df è pari a 3,37; è unvalore modesto, ma in genere è sufficienteper diffusori non troppo difficili da pilotare(es. i “monovia”) e con impedenza ai mor-setti abbastanza costante. Senza reazionenegativa o senza triodi o circuiti speciali(es. a uscita catodica), non è possibile faredi meglio. Contrariamente a quanto sicrede, per i supertrasformatori costruitiespressamente per gli sceicchi, con tutti gliavvolgimenti in puro argento, il Df potrebbemigliorare solo dall’1 al 2%. Nel caso della KT88, il Df è pari a 0,113(zero virgola centotredici). Non è un erroredi battitura! In poche parole il Df senza rea-zione negativa è inesistente.In molti casi, il modulo dell’impedenzamisurata ai morsetti del diffusore acustico,può variare anche fino a 3 volte per le fre-quenze medie e medio-basse, e oltre 5volte per le frequenze più basse, specie perdiffusori Bass-Reflex. Con un’impedenzainterna Zout di circa 71ohm (8 / 0,113 =70,8ohm se è riferita a un carico RL di8ohm), misurata ai morsetti d’uscita(secondario) dell’amplificatore e a 1kHz,dalla KT88 possiamo aspettarci delle varia-zioni della risposta in frequenza del diffuso-re fino a 7-9dB per le frequenze medio-basse e oltre 10-12dB per le frequenze piùbasse. Vi risparmio altre delusioni, evitandodi spiegarvi ciò che succede invece, con levariazioni della fase dell’impedenza del dif-fusore.

IL CARICO INDUTTIVO E LA DISTORSIONE ARMONICACon il programma di simulazione, ho volutoconfrontare la 300B con la KT88 ad unapotenza d’uscita di 2 W e ad una frequenzadi 20Hz (!!)Come potete osservare in Fig. 4, a solo 2W e a 20Hz e con un TU avente induttanzaLP di 10H, la distorsione armonica della300B è piuttosto alta, maggiore rispetto allaKT88.Ciò è causato dall’induttanza del primarioLP e dal contributo della propria correntealternata (corrente induttiva) che, già dasola, è maggiore di quella del carico utilen

2RL. L’impedenza di carico complessiva

che “vede” l’anodo della 300B a 20Hz, conun TU avente un’induttanza di solo 10H è dicirca 1,21kohm, compreso le perdite, che è

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gradualmente oltre a 1kHz, e aumentanotevolmente oltre i 10 o 20kHz per effettodelle capacità parassite. Ciò che vediamo in Fig. 5, è tutto tranneche una retta.Ad esempio, il punto rappresentante la cor-rente istantanea, non va avanti e indietrocome si pensava seguendo un binarioimmaginario e rettilineo, ma in seguito allosfasamento fra la corrente di LP e la tensio-ne ai suoi capi, gira in circolo ed in sensoorario, seguendo un binario ellittico (ovvia-mente con un segnale sinusoidale costanteall’ingresso del tubo). Nel caso di un TUcon una LP di 10H e della 300B, la correntemassima picco-picco complessiva (e distor-ta) è di circa 190mA a 20Hz e per 2 W aimorsetti d’uscita. Nei diagrammi di Fig. 5 e 6, le tensionialternate rappresentate sono misurateall’anodo del tubo e sono equivalenti aquelle misurate ai morsetti d’ingresso delTU reale. A causa delle perdite del TU,dette tensioni sono leggermente maggioridi quelle prevedibili o calcolate ai capi delcarico n

2RL.

Come potete notare, l’ellisse va a interes-sare anche la parte più bassa delle curve,intorno a 8-10ma. Nella parte bassa, fino a30-40ma, la “pendenza” delle curve (la“pendenza” o “gm” o “S” o la “transcondut-tanza” del tubo) e modesta. In altre parole,l’ellisse passa proprio dove le curve sonomeno lineari. A causa di ciò, la parte piùbassa dell’ellisse risulta leggermenteschiacciata, a dimostrare che c’è unadistorsione non trascurabile. La KT88 (vedi Fig. 4 e 6) con il suo TU enelle stesse condizioni, con LP 10H e a

20Hz e almeno per la distorsione, se lacava un po’ meglio (l’impedenza complessi-va a 20Hz è di circa 1,11kohm contro2kohm nominali a 1kHz), perché oltre adavere una corrente complessiva picco-picco minore (circa 170mA contro 190mA),è avvantaggiata anche da una maggiorecorrente a riposo (Ia 121mA contro 80mAdella 300B).Con un’induttanza primaria LP di 30H a20Hz e 2 W in uscita (vedi Fig. 4), le coseperò cambiano a favore della 300B, chefinalmente può esibire la linearità delle pro-prie caratteristiche.È interessante notare, che anche a 1kHz,ed anche con una LP di 30H, il carico èancora leggermente induttivo.Difatti, la sottile ellisse che possiamo vede-re in Fig. 5 e 6, dimostra che oltre alla cor-rente del carico “resistivo” n2

RL (la penden-za dell’asse principale dell’ellisse), è pre-sente anche una piccola corrente alternata(solo 2-3mA) causata dalla reattanza di LP,che è praticamente trascurabile da 500Hz a1kHz. In ogni caso, la reattanza di LP a que-ste frequenze non produce alcun effettosulla distorsione armonica del tubo.

L’EFFETTO DI “RETTIFICAZIONE” NEGLI AMPLIFICATORI SEUn’altra cosa interessante che potete nota-re per la 300B in Fig. 5, è che a 1kHz e per8 W e nonostante la polarizzazione fissa, laquasi “retta di carico” non passa dal puntodi lavoro previsto nelle condizioni a riposo(senza segnale all’ingresso), ma da 80mApassa a circa 94mA (e a circa 99mA per LP

10H a 2 W e per 20Hz). In Fig. 6, la Ia dellaKT88 passa da circa 121mA a riposo, a

Fig. 66: KKT88: ccome pper FFig. 55. NNotare cche pper LLP = 110H ee pper 22 WW aa 220Hz, lla pparte bbassa ddell’el-lisse ((in rrosso) èè mmeno ddeformata rrispetto aa qquella ddella 3300B.

125mA per 8 W a 1kHz, e a 130mA per unaLP di 10H a 2 W e 20Hz. Ciò succede quando la corrente anodica èdistorta, appunto quando la potenza inuscita è relativamente alta (es. 8 W a1kHz) o quando il carico è fortementereattivo. In pratica, lo spostamento delpunto di lavoro o l’incremento della cor-rente anodica, è pari al valore di piccodella corrente, dovuta alla distorsione diseconda armonica. Fortunatamente, poiché il tubo sta erogan-do “all’esterno” una certa potenza d’uscitae almeno fino a quando non si raggiungonodistorsioni mostruose, la dissipazione (incalore) interna del tubo Wa, tende a diminui-re, nonostante l’aumento della correnteanodica media.

PERDITE D’INSERZIONE DEI TU PER TRIODI E PENTODICome è noto, maggiori sono le perdite degliavvolgimenti, maggiori sono le perdite d’in-serzione e minore la potenza utile misurataai morsetti d’uscita del TU. In genere, leperdite del nucleo sono trascurabili, speciealle basse potenze d’uscita e alle frequen-ze alle quali normalmente si esegue questotipo di misura. Il rendimento η o l’efficienza di un TU (valeanche per un trasformatore d’alimentazio-ne), è dato dal rapporto fra la potenza utilein uscita e quella misurata in ingresso, alprimario

.L’efficienza dei TU si può esprimere anchecon:

(i termini sono già noti). Nei listini, general-mente le perdite d’inserzione Iloss dei TUsono espresse in dB. Semplicemente:

(log è il logaritmo in base 10). Poiché η èsempre inferiore all’unità, otterremo dBnegativi.Proseguendo il confronto fra i due tubi, sup-poniamo di dover calcolare le perdite Iloss siaper un TU per la 300B, sia per un TU per laKT88. Ammettiamo che costruttivamente idue TU siano uguali, tranne ovviamente ilrapporto di trasformazione n.Ad esempio le spire del primario sonouguali e l’induttanza è di 30H (con i pentodinon se ne può fare a meno), e uguali sonoanche le perdite dei conduttori (es. Rdc1 =n

2Rdc2 = 100ohm). Se si desidera che il

carico anodico ZP della 300B sia complessi-vamente di 3,2kohm (100 + 100ohm leperdite), dovrà essere:

;

Teoria

Costruire Hi-Fi N. 9329

la risposta alle alte frequenze di un TU. Ilprimario di un TU di qualità, in genere èsuddiviso in più sezioni; fra di esse sonoavvolti i secondari, pure loro divisi in piùsezioni.Ognuna di queste sezioni ha una propriaLd e Cd, che dipendono dalle spire e dallageometria dell’avvolgimento e dalla pro-pria posizione rispetto alle altre sezioni.In realtà, Ld e Cd sono parametri “distri-buiti” fra tutti gli avvolgimenti, e il loroeffetto sulla risposta in frequenza, è dif-ferente dai valori complessivi di Ld e Cd

che normalmente si affibbiano ai dati di

un TU. Per la simulazione al computer o per ilcalcolo matematico, ci sono diversi cir-cuiti equivalenti. Per le alte frequenze,c’è un circuito specifico, uno nel casoche il numero delle spire del primario siamaggiore rispetto a quello (effettivo) delsecondario (TU di tipo “Step-down” comenel nostro caso), e un altro per il casoinverso (“Step-up”, come ad es. per i TUper altoparlanti elettrostatici). Nel nostro caso, la capacità parassita Cd

ha un effetto più veritiero se la partemaggiore di essa è posta a monte o

Fig. 77: 3300B: vvariazione ddella rrisposta aalle aalte ffrequenze, pper uuna vvariazione ddella ccapacitàparassita CCd di ++ ee –– 330%. LLa ccurva iin rrosso, èè qquella ddi rriferimento.

Fig. 88: 3300B: vvariazione ddella rrisposta aalle aalte ffrequenze, pper uuna vvariazione ddell’induttanzadispersa LLd di ++ ee –– 330%. LLa ccurva iin rrosso, èè qquella ddi rriferimento.

ricordo che se il carico RL è di 8ohm, sarà

.L’efficienza sarà:

(oppure 93,75%). Per la 300B la perdita d’inserzione in dBsarà:

.Per la KT88, se complessivamente ZP è di2kohm, sarà .

(oppure 90%).

Per la KT88 la perdita d’inserzione in dBsarà: .Da questo confronto, si può notare che aparità delle dimensioni del TU, delle per-dite dei conduttori e di LP, a causa delrapporto di trasformazione più basso, ingenerale i trasformatori d’uscita per pen-todi o tetrodi soffrono di maggiori perdited’inserzione rispetto ai TU per triodi.

TRIODI CONTRO PENTODI: LA RISPOSTA IN FREQUENZAIn sostanza, la risposta in frequenza diun triodo o di un pentodo considerato dasolo, è piatta dalla corrente continua finoalle radiofrequenze. Tanto per fare unesempio, valvole come la 811 (triodo) ela EL509 (pentodo), oltre che nel campoaudio, sono spesso impiegate negli stadidi potenza dei trasmettitori radio, a fre-quenze superiori alle decine di MHz.Teoricamente, potrebbero essere impie-gate anche in cc per un alimentatore sta-bilizzato.Triodi e pentodi di segnale, sono statiusati in passato anche negli amplificatoria larga banda (dalla cc a oltre 50MHz)degli oscilloscopi.Le difficoltà per ottenere una risposta infrequenza piatta, nascono principalmen-te quando occorre un TU per adattarel’impedenza interna del tubo, ad un’im-pedenza di carico molto differente, equando detto adattamento deve essererispettato per un’ampia gamma di fre-quenze, trasferendo al carico l’interapotenza d’uscita del tubo, senza modifi-carne la sua linearità o la distorsione. La resistenza interna Ri del tubo, oltreche influire sulla risposta alle basse fre-quenze del TU, influisce anche sulle altefrequenze, unitamente all’effetto combi-nato dell’induttanza dispersa Ld e allecapacità parassite Cd.Come avevo accennato nella scorsapuntata, è difficile prevedere con unabuona approssimazione il comportamen-to di Ld e Cd (anche se noti), e prevedere

Teoria

Costruire Hi-Fi N. 9330

all’inizio del circuito equivalente; vicever-sa, nei TU di tipo Step-up, la maggiorparte di Cd è posta a valle dell’induttanzadispersa Ld.Una piccola parte delle capacità parassi-te (spesso si trascura), la troviamo acavallo fra l’ingresso e l’uscita del circui-to equivalente. Il circuito che ho usato per le simulazioniè un po’ più complesso di quello accen-nato sopra, e le curve ottenute non sonomolto diverse da quelle di un TU reale.Le curve delle risposte in frequenza chevi presento e i valori dei parametri checompongono il circuito equivalente (spe-

cialmente Ld e Cd), non sono “universali”o tassativi, ma si prestano a compararefra loro il comportamento di un triodo (es.300B) con un tetrodo (es. KT88), com-portamento che vedremo modificarsi infunzione di Ld e Cd.Le curve presentate, sono abbastanzacorrette per le frequenze fra 20kHz e50kHz.A questo proposito, le perdite in ca deiconduttori sono volutamente maggioraterispetto a quelle in cc. Esempio, la perdita in cc del primario Rdc1

passa da 100ohm a 130ohm per la ca,mentre n

2Rdc2 passa da 100 a 170ohm.

Oltre a 50-60kHz, le perdite dei condut-tori aumentano notevolmente. Il picco visibile oltre i 100kHz, in realtà èmolto più attenuato. In genere, modifi-cando l’ordine dei collegamenti in seriedei primari, si può migliorare la linearitàdella curva della risposta alle alte fre-quenze.In Fig. 7 (per la 300B) possiamo notareche anche variando la capacità parassitadi + o –30%, la risposta fra –1 e –2dBcambia di poco. Viceversa, variando l’in-duttanza dispersa (es. 10mH) da +30% a– 30% (Fig. 8), la risposta cambia note-volmente.Nel caso della KT88 (Fig. 9), le variazio-ni della risposta in funzione di Ld sonopiù contenute, mentre quelle in funzionedi Cd (Fig. 10) sono tutt’altro che trascu-rabili. La KT88 ha una resistenza internamolto più alta rispetto alla 300B, ed èperciò più influenzabile dall’effetto dallareattanza della prima capacità parassitadel circuito equivalente che, ricordo, èrelativamente più alta in un TU di tipo“Step-Down”.In pratica, quella capacità è come sefosse direttamente collegata in parallelofra l’anodo del tubo e la massa.Viceversa, proprio per la Ri maggiore, laKT88 risente poco della reattanza di Ld

che nel circuito appare in serie fra la Ri

del tubo ed il carico.Per ottenere una migliore risposta allealte frequenze, in generale possiamotrarre le seguenti conclusioni, valideanche per i TU per circuiti in controfase.Per i triodi occorrono TU con un nume-ro di sezionamenti relativamente piùalto rispetto ai TU per i pentodi, al finedi ottenere una bassa induttanzadispersa Ld.La maggiore capacità parassita Cd con-seguente all’aumento degli “interfaccia-menti” fra le sezioni del primario ed isecondari, è meno importante.Per i pentodi possono bastare pochisezionamenti, ma occorre fare moltaattenzione alle capacità disperse. Una buona soluzione potrebbe esserequella di adottare un doppio isolamento(doppio cartoncino) fra ogni primario esecondario, ed eventualmente usare laclassica carta speciale sottile (2) fra ognistrato del primario. In questo modo, cala Cd e a causa deglispessori degli isolanti, tende ad aumen-tare Ld, ma come detto, per i pentodi ciòè meno importante. Il “rigonfiamento” della risposta in fre-quenza nella zona fra 30kHz e 60kHz (ingenere +2 o +3dB) è abbastanza fre-

Fig. 99: KKT88: vvariazione ddella rrisposta aalle aalte ffrequenze, pper uuna vvariazione ddell’induttanzadispersa LLd di ++ ee –– 330%. LLa ccurva iin rrosso, èè qquella ddi rriferimento.

Fig. 110: KKT88: vvariazione ddella rrisposta aalle aalte ffrequenze, pper uuna vvariazione ddella ccapacitàparassita CCd di ++ ee –– 330%. LLa ccurva iin rrosso, èè qquella ddi rriferimento.

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Costruire Hi-Fi N. 9331

quente nei TU impiegati con i pentodi edè più o meno accentuata in funzionedella Ri del tubo, n2

RL nonché da Cd e Ld.Se da una parte si ottiene una risposta infrequenza maggiorata di qualche decinadi kHz, dall’altra parte il “rigonfiamento”potrebbe creare qualche problema(sovraoscillazioni o “ringing”) con segna-li transitori o più comunemente consegnali a onda quadra (es. a 10kHz). Come ho già accennato, si può smorza-re efficacemente il rigonfiamento, con unsemplice circuito RC collegato ai capi delprimario.La risposta alle frequenze più alte calaleggermente, ma si elimina il rigonfia-mento.

EFFICIENZAPer efficienza, s’intende il rapporto fra lapotenza d’uscita nominale Pout (in Wrms

riferita al carico RL e a 1kHz) e quella Ps

fornita dall’alimentatore (Ps = Vb Ia doveVb è la tensione in cc di alimentazione amonte dello stadio di potenza, e Ia la cor-rente anodica (in ampere) di quello sta-dio, misurata a quella potenza d’uscita.Sia per Pout sia per Ps si comprendono leperdite in ca e in cc del trasformatored’uscita (le modalità sono descritte sulla“bibbia” Radiotron). Ovviamente il rapporto Pout/Ps è sempreinferiore all’unità.Sia per gli stadi di potenza con pentodi otetrodi in circuito SE in classe A, sia perquelli in controfase (cl. A e AB), grazie alparticolare andamento delle caratteristi-che anodiche (il già accennato “ginoc-chio”, che consente l’erogazione di cor-renti relativamente alte, anche alle bassetensioni), si possono raggiungere effi-cienze mediamente più alte rispetto aquelle dei triodi. Per i circuiti in SE e per i pentodi, riferen-

dosi ad una distorsione armonica massi-ma del 10%, l’efficienza può variare aseconda del tubo impiegato e delle per-dite del TU, dal 28% al 43%, mentre peri triodi l’efficienza è dal 25% fino al 28%.Per i circuiti in controfase (o in push-pull)in classe A, complessivamente l’efficien-za aumenta leggermente rispetto a quel-la riferita al circuito SE, mentre per i cir-cuiti in classe AB1 con polarizzazionefissa (es. per due KT88 e con meno del5% di distorsione), l’efficienza può rag-giungere il 56%, e il 50% per il circuito inversione “ultralineare”. Con le stesse due KT88 collegate a trio-do, o similmente con altri triodi, si puòraggiungere un’efficienza del 35%.L’efficienza cala notevolmente per i cir-cuiti con polarizzazione catodica, acausa della potenza assorbita (e dissipa-ta in calore) dalle resistenze in serie aicatodi.

SENSIBILITÀLa sensibilità, come per un comuneamplificatore di potenza, è espressadalla tensione in ingresso Vin necessariaper ottenere, ad esempio, la potenzad’uscita nominale a 1kHz. Nel caso di uno stadio di potenza a tubi,è la tensione alternata di “pilotaggio” pre-sente sulla griglia. Normalmente si espri-me in Vrms o in volt di picco (Vpk).Per i circuiti in controfase, in genere èriferita alla tensione in ingresso fra ledue griglie. Negli esempi visti per lesimulazioni, tenendo conto che i tubilavorano in condizioni più “tranquille”rispetto a quelle standard riportate neidata book, per ottenere 8 Wrms in uscitacon la KT88, è sufficiente una tensione dipilotaggio di circa 7Vrms, mentre per la300B (il coefficiente mu è circa 3,8),occorrono quasi 50Vrms(!!).

Sicuramente questo è lo scotto maggioreda pagare (a parte il prezzo), quandos’intende impiegare un circuito a triodi,specie quando questi sono a basso mu.Per raggiungere una sensibilità decente(es. 0,5-1Vrms), spesso occorre che lostadio driver sia preceduto da uno stadiocon guadagno di tensione.Nel caso della 300B o in generale per itriodi di elevata potenza d’uscita a bassomu (es. la 845 in circuito SE, che “tirataper il collo” può fornire 25-30 Wrms in usci-ta), occorre che lo stadio pilota sia ingrado di fornire tensioni d’uscita moltoalte (anche oltre i 100Vrms per la 845),con distorsioni relativamente basse, edin alcuni casi, in grado di sopportareanche correnti di griglia non trascurabilidello stadio di potenza, specie quandoquest’ultimo lavora in classe A2.Non per nulla, sia in passato sia ai nostrigiorni, spesso fra lo stadio driver e il tuboo i tubi di potenza (se triodi) troviamo untrasformatore d’accoppiamento con unrapporto spire N1/N2 inferiore all’unità(trasformatore “in salita” o “step-up”). Seil trasformatore d’accoppiamento èeccellente (risposta in frequenza moltoampia, bassa distorsione, ecc.), si puòanche pensare di impiegarlo. Spero che questo articolo non vi abbiadeluso, e che sia stato utile a dissolvereun po’ della nebbia che di solito si trovaintorno all’argomento dei trasformatorid’uscita e del loro comportamento con itriodi e con i pentodi di potenza.Nella prossima puntata, già pronta men-tre concludo con queste righe, vedremocome misurare “in casa” la tanto temutadistorsione d’intermodulazione o IMD.Qualora voleste comunicare con me,potete farlo all’indirizzo di posta elettro-nica fcallegari@costruirehifi.net. Arrivederci a presto.

NOTE(1) ““Ammirare” pperché ssia qquelgrafico ssia qquello ddella KKT88 cchevedete, mmi ssono ccostati ggiorni ddilavoro eed ooltre uuna ttrentina ddiprove ddi sstampa, ssoprattutto aacausa ddi uun ddifetto iinspiegabiledella pparte ggrafica ddel pprogram-ma.

(2) PPurtroppo ggli aavvolgitori tten-dono aa ssostituirla ccon iil MMylar ccheè mmeccanicamente ppiù rresistente,ma cche hha uuna ccostante ddielettri-ca mmaggiore ddella ccarta.