compatibili per natura

Relatori: Andrea VolpiniIng. Stefano FabianiIng. Manuele

Marconi Roberto Volpini

Giovedì 18 giugnoHotel Cristoforo Colombo Ancona

Teoria e tecnica della riduzione delle emissioni condotte

• Accenni di teoria sui filtri• Filtro LC ideale• Filtri LC reali• Damping di un filtro LC ideale• Filtri usati negli SMPS e filtraggio di modo comune• Accenni di problemi al controllo degli SMPS dovuti all’inserimento di un filtro EMI

Manuele Marconi 2

Accenni sulla teoria dei filtri

Cominciamo col mostrare che per una rete lineare passiva la funzione di trasferimento in tensione da sinistra a destra è uguale alle funzione di trasferimento in corrente da destra a sinistra. Esempio con filtro di modo differenziale

112)( 1

1

)(

)()(

CLssV

sVsH

in

outdxsxv

11

2)( 1

1

)(

)()(

CLssI

sIsH

in

outsxdxi

Un disturbo di corrente proveniente da destra (ad esempio rumore di commutazione di un SMPS) necessita di trovare una impedenza serie verso la rete, e di un percorso alternativo a bassa impedenza su cui richiudersi

3Manuele Marconi

Filtro LC ideale (1)

Vediamo ora la risposta in frequenza di un semplice filtro ideale del secondo ordine.

Dalla teoria sappiamo che la frequenza di taglio del filtro vale 1/SQRT(L1C1) e che essendo un passa-basso del 2° ordine la pendenza oltre la ft va con -40dB/dec. Le resistenze sono rispettivamente l’impedenza d’uscita del generatore e l’impedenza d’ingresso del ricevitore.

kHzCL

ft 802

1

11

In DC, l’induttanza è un corto circuito e il condensatore un circuito aperto

dBH DC 6)5050

50(log20 10)(0

La ft è definita a -3dB rispetto al valore dell’attenuazione in DC

4Manuele Marconi

Filtro LC ideale (2)

Il grafico illustra il modulo della risposta in frequenza (chiamato “risposta d’ampiezza”) per il filtro ideale.

kHzCL

ft 802

1

11

dBH DC 6)5050

50(log20 10)(0

decdB /40

5Manuele Marconi

Filtro LC reale (1)

Dopo aver realizzato il filtro, ne è stata misurata l’attenuazione con l’analizzatore di spettro.

0dB

decdB /40

kHzCL

ft 802

1

11

Che cosa sono?

6Manuele Marconi

Filtro LC reale (2): I parametri parassiti dei componenti

misurataI componenti reali esibiscono parametri parassiti che pregiudicano un buon andamento alle alte frequenze del filtro LC

Per l’induttore:

MHzCL

fres 82

1

11

Per il condensatore:

MHzCL

fres 5.22

1

22

Inoltre tali parametri parassiti si combinano vicendevolmente dando luogo ad altri massimi e minimi nella risposta d’ampiezza del filtro

7Manuele Marconi

Filtro reale LC (3). Una prova pratica

Per dimostrare che effettivamente il primo picco di risonanza è relativo al condensatore, sono state ripetute altre 2 misure del filtro sostituendo solo l’induttore.

Ancora, vediamo come il primo picco di risonanza sia rimasto invariato, mentre il secondo picco di risonanza si sposta in frequenza a seconda del valore induttivo. Sono diverse anche le frequenze di taglio e il comportamento in alta frequenza (rosso il migliore)

8Manuele Marconi

Tecniche di ottimizzazione del filtro LC reale

Iniziamo con una analisi in s (solo accenni) della risposta d’ampiezza del filtro reale per vedere quali parametri parassiti sono responsabili del comportamento sfavorevole del filtro reale

2222

22

222

2 1)(

1)(

CLs

sLsZ

sL

CLssY

1

112

111

1)(

sC

CLsCsRsZ

)1)(1(

)1)(1()(

112

11222

122

222

112

11

CLsCsRCLsCLs

CLsCLsCsRsH

es. di 2 zeri coincidenti

9Manuele Marconi

Tecniche di ottimizzazione del filtro LC reale (2)

Guardando l’espressione della FDT (parzialmente fattorizzata) si vede che ci sono 4 poli e 4 zeri di trasferimento. Se fattorizzassimo ulteriormente vedremmo che i 4 poli sono coincidenti a coppie e 2 zeri sono coincidenti (a questi corrisponde rispettivamente un cambiamento di slope -2 e slope +2)

Diagramma di Bode asintoticoDoppio polo (A)

Doppio zero (D)

Doppio polo (E)

zero (C)

zero (B)

kHzCL

ff tA 6302

1

12

kHzCR

ff ESRB 5.22

1

11

kHzL

Rff ESLC 200

2 1

1

MHzCL

fD 22

1

22

MHzCL

fE 562

1

21

FDT ideale

10Manuele Marconi

Tecniche di ottimizzazione del filtro LC reale (3)

Come agire per minimizzare l’influenza dei parassiti:

• Ridurre la capacità parassita dell’induttore (aumentare il più possibile la distanza tra inizio e fine della bobina, strato singolo. Esiste anche capacità avvolgimento-nucleo!)

• Ridurre ESL del condensatore mettendo più condensatori più piccoli in parallelo (se si vuole mantenere lo stesso ESR)

• Fare un doppio stadio con un piccolo induttore tra alcuni dei condensatori parallelati

11Manuele Marconi

Tecniche di ottimizzazione del filtro LC reale (4)

A B

C originale

AB

C

Manuele Marconi

Approfondimento. Damping (smorzamento) di un filtro LC ideale.

Un filtro LC risuona naturalmente alla sua frequenza di taglioLC

ft 21

Il generatore I1 modella il convertitore che produce una corrente di rumore di modo differenziale verso il filtro.L’impedenza della rete di distribuzione dell’energia è molto bassa, approssimata da un corto circuito

Un filtro LC non smorzato presenta un picco molto pronunciato a ridosso della sua frequenza di taglio

13Manuele Marconi

Un picco di risonanza come quello in figura può essere molto dannoso sia per prestazioni del filtraggio che per la funzionalità del convertitore a valle. Infatti:

a.L’applicazione di un alto gradino di tensione di rete potrebbe causare un ringing sulla tensione di C2 fino al massimo valore teorico di 2Vin, con la possibilità di danneggiare il convertitore a valle.

b.Tutte le componenti di rumore ad alta frequenza presenti sulla rete sono amplificate dal filtro alla frequenza di risonanza del fattore Q verso il convertitore a valle.

c.L’impedenza d’uscita del filtro cresce alla frequenza di risonanza (bump della Zout) se non smorzato, causando possibili oscillazioni con l’impedenza d’ingresso del convertitore a valle

Approfondimento. Damping (smorzamento) di un filtro LC ideale. (2)

14Manuele Marconi

Approfondimento. Damping (smorzamento) di un filtro LC ideale. (3)

Un buon damping iniziale può essere:

21 CC 45021 C

LR

15Manuele Marconi

Filtri per SMPS. Rumore prodotto dalla commutazione.Il funzionamento di un SMPS produce rumore di modo differenziale e rumore di modo comune

Modo differenziale.E’ prodotto dalla normale natura pulsante della corrente (di/dt rapidi) negli switch di potenza. E’ presente sia in ingresso che in uscita.

Modo comune.E’ prodotto da accoppiamenti capacitivi di rapidi dV/dt. Il percorso di ritorno è in genere la massa metallica del contenitore

16Manuele Marconi

Filtri per SMPS. Percorsi delle correnti di MC e MD.

In figura sono evidenziati i percorsi della corrente di modo differenziale e di modo comune in ingresso all’SMPS

LISN 2P+T Poiché la corrente di MC circola “esternamente” alla maglia d’ingresso formata dai soli conduttori di linea e neutro, è della massima importanza il setup di misura, specie se il rumore di commutazione ha forte caratterizzazione di modo comune

17Manuele Marconi

Filtri per SMPS. Percorsi delle correnti di MC e MD (2)

Come evidenziato in figura, sul terminale di fase si sta misurando la somma vettoriale MC+MD della corrente di rumore, mentre sul terminale di Neutro la somma vettoriale MC-MD. E’ possibile separare in misura tramite opportuni circuiti il contributo della corrente di MC e di MD, ma la normativa non lo specifica. Per il progettista è invece utile saperlo perché ci sono strategie diverse per far fronte ai due casi.

E’ importante misurare il rumore totale sia su Fase che su Neutro perché sono possibili percorsi multipli della corrente di rumore all’interno del circuito, e pertanto non si può assumere che il contributo di modo comune e quello di modo differenziale siano identici sulla Fase e sul Neutro

18Manuele Marconi

Filtraggio della corrente di modo comune

Esempio di accoppiamento capacitivo su SMPS forward single-ended

Si suppone un rise e un fall-time di 100ns, una frequenza di switching di 200kHz Vin=200V. Np=Nr. Il MOS è in package TO-220 dissipato a terra e isolato con mica (~12pF di capacità parassita tipica)

mAt

VCI ppk 48

VV RMSd 200,

19Manuele Marconi

Filtraggio della corrente di modo comune. Percorso di richiusura della corrente

La corrente di MC si richiude dentro la LISN sul parallelo di 50||50Ω. Possiamo definire un circuito equivalente del generatore di rumore di modo comune in modo esatto.

L’analisi di Fourier ci dice che un’onda quadra ha sull’armonica fondamentale il maggior contenuto energetico quando il duty-cycle è del 50%.

Se la frequenza di switching cade dentro la maschera normativa di emissioni condotte, possiamo considerare la fondamentale come quella che veicola l’energia di rumore maggiore (63.6% del contenuto armonico totale), altrimenti si considera la prima armonica che cade dentro la maschera. Dopo di che possiamo procedere all’analisi in regime permanente sinusoidale.

20Manuele Marconi

Filtraggio della corrente di modo comune (2). Circuito equivalente

La simulazione fornisce la tensione di rumore di modo comune che sarà presente al connettore d’uscita della LISN, che è pari a 48mV

rmsrms VV 127200%6.63

VdBV

V

93)

1

48000(log20 10

La maschera IEC EN 55022-B impone un livello di rumore massimo a 200kHz di 64dBuV, pertanto necessitiamo di una attenuazione di modo comune di 29dB

21Manuele Marconi

Filtraggio della corrente di modo comune (3). Strategie di filtraggio

Sostituisco con la reattanza di C1 e i due rami del choke di modo comune in serie (4x del valore induttivo di un ramo)

Purtroppo il valore induttivo realizzato risulta insufficiente ad attenuare il disturbo condotto sotto i 64dBuV. Potremmo aumentare il valore induttivo realizzando avvolgimenti con più spire, oppure, a parità di spire, con un nucleo a permeabilità maggiore.

VdBVout 89

22Manuele Marconi

Filtraggio della corrente di modo comune (4). Strategie di filtraggio

VdBVout 84Il semplice incremento del valore induttivo non basta a portare il rumore sotto la maschera.

VdBVout 63

Interponendo un condensatore Y verso la terra, abbiamo introdotto un’attenuazione addizionale di quasi 20dB alla frequenza di interesse

23Manuele Marconi

Schema completo di filtro MC + MD per SMPS.

Potenza Rumore

L1, R2 e C4 formano un notch filter (elimina banda) accordato sulla frequenza di switching, per attenuare selettivamente la fondamentale e provvedere al damping.R1 è la resistenza di scarica, mentre C1, C2 e C3 realizzano un ultimo percorso conduttivo contro l’impedenza di linea, che non è predicibile.

Inrush limiter

MD con dispersa del choke L2/L3 (alta frequenza)

MC con C5 e C6 MD con C8

24Manuele Marconi

Approfondimento. Relazione tra frequenza di cross-over del sistema a ciclo chiuso e frequenza di taglio del filtro EMI.

|H(s)| del convertitore

fco

|H(s)| del filtro EMI

ft

Dalla figura riconosciamo l’andamento tipico del passa-basso 2° ordine con la sua FDT

Se riuscissimo a portare la fco ad un valore piuttosto elevato, potremmo far tagliare il filtro più in alto in frequenza, con il risultato che per avere la stessa attenuazione potremmo farlo più piccolo e leggero.

25Manuele Marconi

Approfondimento. Relazione tra frequenza di cross-over del sistema a ciclo chiuso e frequenza di taglio del filtro EMI (2)

Con riferimento alla figura precedente, oltre la frequenza di cross-over nella |H(s)| del convertitore, un transiente (disturbo) non viene più compensato dalla retroazione, pertanto attraversa tutto il sistema e si presenta al carico.

Se un rumore sulla linea ha frequenza superiore alla fco, ma non viene attenuato del filtro EMI a causa dei parassiti di filtraggio o per scelta erronea dei componenti, allora questo si presenterà al carico interamente, pregiudicando le prestazioni sulla regolazione di linea (suscettività ai disturbi sulla linea).

26Manuele Marconi

Peggio ancora, se il filtro non è propriamente smorzato, esibisce un forte bump di risonanza sia nel guadagno (con il risultato che a ridosso della sua frequenza di taglio a valle del filtro il rumore esce amplificato) che nella impedenza d’uscita.

Ovverosia, un buon damping riduce anche la necessità di realizzare un alto guadagno del sistema a ciclo chiuso per rincorrere il rumore amplificato dal bump

Approfondimento. Relazione tra frequenza di cross-over del sistema a ciclo chiuso e frequenza di taglio del filtro EMI (3)

In definitiva, la frequenza di taglio del filtro EMI deve essere sempre minore della frequenza di cross-over

coEMIt ff ,

27Manuele Marconi

Approfondimento. Scongiurare l’oscillazione dovuta all’impedenza d’uscita Zout del filtro troppo alta

Un DC/DC converter ha impedenza d’ingresso negativa, in quanto al diminuire della tensione ai suoi capi richiede più corrente (è cioè un carico a potenza costante)

Cosa succede se, alla risonanza del filtro EMI, la Zout è maggiore di Zin?

Zout

Zin

Si realizza un oscillatore a resistenza negativa!

Necessario damping per evitare il bump nella Zout alla ft

28Manuele Marconi

Bibliografia

• Erickson, Maksimovic – Fundamentals of Power Electronics

• H. Dean Venable – Minimizing Input Filter requirements in military power supply design

• Steven M. Sandler – Switch-mode power supply simulation with Pspice and Spice3

• Bob Mammano, Bruce Carsten – Undestanding and optimizing electromagnetic compatibility in switchmode power supplies

• Murata EMC knowledge base – http://www.murata.com/products/emc/knowhow

29Manuele Marconi

30

Grazie dell’attenzione!

Manuele Marconi