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PROGETTO DI UN AMPLIFICATORE BILANCIATO ED UNO DIFFERENZIALE E CONFRONTO DELLE LORO PRESTAZIONI IN APPLICAZIONI DI TIPO

RADIOASTRONOMICO

M. Poloni, F. Perini, C. Carlotti

Rapporto Interno IRA N° 363/04

Revisori: S. Montebugnoli, G. Bianchi, F. Ghelfi

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Indice: Introduzione Capitolo 1: L’amplificatore Bilanciato 1.1 Generalità. 1.2 Caratteristiche dell’Amplificatore Bilanciato. Capitolo 2: L’amplificatore Differenziale 2.1 Generalità. 2.2 Caratteristiche dell’Amplificatore Differenziale. 2.3 La configurazione Cascole. Capitolo 3: Ipotesi e considerazioni di Progetto. 3.1 Considerazioni di progetto dell’Amplificatore Bilanciato. 3.2 Considerazioni di progetto dell’Amplificatore Differenziale. Capitolo 4: Progetti e Realizzazioni 4.1 Progetto e realizzazione dell’Amplificatore Bilanciato. 4.2 Progetto e realizzazione dell’Amplificatore Differenziale. Capitolo 5: Presentazione dei Risultati ottenuti 5.1 Amplificatore Bilanciato. 5.2 Amplificatore Differenziale. Confronto di prestazioni tra le due architetture. Capitolo 6: Conclusioni

6.1 L’amplificatore Bilanciato

6.2 L’amplificatore Differenziale References.

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INTRODUZIONE Questo rapporto interno risulta essere un estratto di una tesi sviluppata presso la Stazione Radioastronomia di Medicina (IRA – INAF). Il presente lavoro è dedicato in particolar modo alla trasformazione del radiotelescopio Croce del Nord in un “dimostratore italiano” da presentare nell’ambito del Progetto SKA. A questo proposito, è stato pianificato un upgrade sostanziale della Croce al fine di trasformarla in uno strumento più sensibile e più flessibile. L’idea dello SKA Engineering Group prevede il progetto e lo sviluppo di nuovi front-end a basso rumore ed elevata dinamica, vector modulator, mixer e link ottici analogici a basso costo. Inoltre, il nuovo hardware installato permetterà di studiare e applicare gli algoritmi digitali di beamforming (formazione del fascio) e reiezione delle interferenze, necessari ad un radiotelescopio di nuova generazione com’è lo SKA. Con questa tesi ci si propone di sviluppare front-end a basso rumore ed ad alta dinamica il cui scopo è quello di portare ad una riduzione della temperatura di rumore di sistema e aprire così la strada a nuove applicazioni. Nonostante il progetto dei nuovi amplificatori ad architettura bilanciata e differenziale, oggetto di questa tesi, sia ottimizzato alla frequenza di 408MHz, le considerazioni svolte possono essere prese come punto di partenza per lo sviluppo di dispositivi attivi in grado di funzionare a frequenze più elevate. In questo rapporto viene presentata una descrizione generale delle due architetture considerate e dei risultati ottenuti. Il lavoro completo è disponibile presso la biblioteca della Stazione Radioastronomia di Medicina come tesi della Dott.sa Cinzia Carlotti. Nel Capitolo 1 e nel Capitolo 2 verranno riassunti alcuni degli aspetti fondamentali rispettivamente dell’architettura dell’amplificatore bilanciato e dell’architettura differenziale. Nel Capitolo 3 si introdurranno le considerazioni di base utilizzate nel progetto dei due dispositivi. Nel Capitolo 4 si presenteranno le osservazioni svolte nella fase di progetto mentre, nel Capitolo 5 verranno mostrati i risultati sperimentali ottenuti ed un primo confronto tra le due tipologie di LNA. Infine, nel Capitolo 6, le conclusioni relative al lavoro svolto.

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Capitolo 1 L’AMPLIFICATORE BILANCIATO 1.1 General ità. L’amplif icatore bi lanciato è una configurazione molto uti l izzata negl i amplif icatori che funzionano nel range di frequenze del le microonde. I l suo schema generale è mostrato in Fig.1.1 . (Ref[1] ,Ref.[2]) .

F i g u r a 1 . 1

Esso è un disposit ivo in cui i l segnale di ingresso viene diviso in due segnal i , attraverso un 3dB Hybrid Coupler a 90°1. I l segnale in uscita dal la porta 3 del primo accoppiatore è sfasato di 90° r ispetto a quel lo in uscita dal la porta 4. I due segnal i ottenuti vengono poi amplif icat i dai due amplif icatori A e B e quindi r icombinati dal secondo 3dB Hybrid Coupler a 90°. L’amplif icatore bi lanciato gode del le seguenti proprietà:

1. L’adattamento in ingresso e in uscita (a 50Ω) r isulta real izzato sempre, anche se i s ingoli amplif icatori non sono adattat i . Questo signif ica che, per la struttura, sarà sempre S1 1 = S2 2 = 0, purché gl i amplif icatori A e B siano ugual i .

2. I l guadagno complessivo del la struttura coincide con i l guadagno di ciascuno dei due amplif icatori A e B, e, di conseguenza, la stessa cosa vale per la sua f igura di rumore.

3. La potenza di uscita del la struttura complessiva è doppia r ispetto al la potenza che si potrebbe, teoricamente, avere al l ’uscita di ciascuno dei due amplif icatori A e B.

1 U n a c c o p p i a t o r e i b r i d o a 9 0 g r a d i è u n 4 p o r t e p a s s i v o , r e c i p r o c o e p r i v o d i p e r d i t e , c h e r i s u l t a e s s e r e s e m p r e a d a t t a t o . L a p r o p r i e t à c a r a t t e r i s t i c a d e l l ’ a c c o p p i a t o r e è c h e , p e r o g n i p o r t a c h e v i e n e a l i m e n t a t a , l a p o t e n z a s i s u d d i v i d e e q u a m en t e f r a l e d u e p o r t e l a t e r a l i r i s p e t t o a l l a p o r t a e c c i t a t a . L a p o r t a r i m a n e n t e v i e n e c a r i c a t a c o n 5 0 Ω . I n p a r t i c o l a r e , a l i m e n t a n d o l a p o r t a 1 , m e t à d e l l a p o t e n z a f i n i s c e s u l l a p o r t a 4 c o n u n o s f a s a m e n t o i d e a l e d i z e r o g r a d i , m e n t r e , l ’ a l t r a m e t à f i n i s c e s u l l a p o r t a 3 c o n u n o s f a s a m e n t o d i 9 0 g r a d i . A l l a p o r t a 2 n o n c i s a r à s e g n a l e .

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Tali proprietà possono essere verif icate svolgendo le seguenti considerazioni . La prima proprietà enunciata r isulta verif icata proprio in virtù del le caratterist iche del la matrice S del disposit ivo. Infanti , l ’adattamento di ingresso e di uscita sono determinati , r ispett ivamente, dal le relazioni :

( )11B11AIN

I1

11 SS21

abS −== e

( )22A22B22 SS21S −=

Da queste, r isulta evidente che, per avere adattamento in ingresso e in uscita dal disposit ivo complessivo, non è necessario che i s ingoli amplif icatori s iano adattat i , c ioè non è necessario avere S1 1 A = S2 2 A = S1 1 B = S2 2 B = 0. Per avere l ’adattamento, basta, infatt i , che i due amplif icatori s iano ugual i e cioè che S1 1 A = S1 1 B e S2 2 A = S2 2 B . Si passi adesso al calcolo di S2 1 , che può essere espresso come:

( )21B21A

2πj

IN

OUT21 SS

2e

abS +==

−

Con calcol i del tutto analoghi s i arr iva al l ’espressione:

( )12B12A

2πj

12 SS2

eS +=−

I l guadagno del l ’amplif icatore bi lanciato, r isulterà, quindi , pari a :

221214

1BAtot ssG +=

In part icolare, se i due amplif icatori sono ugual i , r isulterà:

221Atot sG =

Se gl i amplif icatori sono ugual i , quindi , s i vede che i l guadagno complessivo coincide con quel lo di ciascun amplif icatore e r isulta, quindi , verif icata la seconda proprietà enunciata al l ’ inizio del la trattazione. Per quanto riguarda la potenza, s i verif ica, la seguente relazione:

OUTB2

IN2

21A

2O3OUTA PaS

41a

21P ===

La PO U T complessiva del s istema risulta:

6

OUTBOUTA2

IN2

212

OUTOUT 2P2PaS21b

21P ====

La potenza in uscita al disposit ivo complessivo, r isulta, quindi , i l doppio di quel la disponibi le al l ’uscita dei s ingoli amplif icatori . 1.2 Caratterist iche del l ’amplif icatore bi lanciato. Come abbiamo visto in precedenza, gl i obbiett ivi principal i , di cui s i deve tenere conto nel la progettazione di un amplif icatore a basso rumore, sono:

• Una bassa f igura di rumore • Un guadagno adeguato • La stabi l i tà

Per raggiungere questi obbiett ivi , negl i amplif icatori a basso rumore, che lavorano nel lo spettro del le microonde, è molto uti l izzato l ’amplif icatore bi lanciato, grazie al suo basso rumore, al le basse perdite e ad una stabi l i tà migl iore, se paragonato ad un generico amplif icatore a s ingolo stadio. I vantaggi e gl i svantaggi nel l ’ut i l izzo di una configurazione bi lanciata r ispetto ad una configurazione a stadio singolo sono riassunti in Tabel la 1 (Ref. [3]) .

Single ended Balanced ampli f ier

Input/output Return Loss Fa i r or poor Exce l lent

Opt imum noise f igure Source Matching With Bet ter Input Return

Loss Dif f icu l t Very easy and

exce l lent

Performance Stab i l i ty In Temperature

Poor and depend on the se lec ted components Exce l lent

Uncondi t iona l S tab le Dif f icu l t Eas ier

Performance Stab i l i ty With Component Var ia t ion Poor Exce l lent

IP3 - - 3 dB bet ter

P1db - - 3 dB bet ter

Tota l Power Consumpt ion 3 dB less - -

Re l iab i l i ty - - 2 t ime h igher

Cost 2 t ime less Cost 2 t ime less

Integra t ion Exce l lent Dif f icu l t S ize Smal l Larger

T a b e l l a 1 . C o n f r o n t o t r a a m p l i f i c a t o r e b i l a n c i a t o e s i n g o l o s t a d i o .

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Altri vantaggi del l ’amplif icatore possono essere (Ref.[4]) : 1 possibi l i tà di connettere più amplif icatori bi lanciat i in cascata, in virtù del fatto

che ciascuno di essi è isolato dai 3dB Hybrid Coupler. 2 qualora uno dei due amplif icatori interni al l ’amplif icatore bi lanciato si rompesse,

i l disposit ivo continua a lavorare anche se con guadagno 4 volte inferiore. 3 laddove siano richiest i guadagni molto alt i (superiori anche a 30dB) un

amplif icatore bi lanciato è da preferire ai s ingle ended poiché, a causa di mismatches, s ia i l guadagno complessivo che la fase possono subire variazioni . Si potrebbe ovviare a queste variazioni mettendo degl i isolatori tra i vari stadi : ciò però aumenta la noise f igure complessiva.

4 sono disposit ivi molto più stabi l i dei s ingle ended. Ciò è dovuto al fatto che gl i

stadi intermedi di amplif icazione vedono al loro ingresso ed al la loro uscita dei carichi da 50Ω .

5 sono amplif icatori in genere di t ipo broadband. Presentano una buona “piattezza

in banda” del guadagno ed hanno VSWR, sia in ingresso sia in uscita, molto buoni. La banda è l imitata dai 3dB Hybrid Coupler ( in genere 2 ottave).

6 la potenza in uscita dal l ’amplif icatore bi lanciato è doppia r ispetto al caso single

ended. Ciò avviene proprio grazie al la divis ione del segnale in due part i . I disposit ivi possono essere quindi “spinti” di più prima che vadano in saturazione.

7 cancel lazione nel carico, dei prodotti e del le armoniche del t ipo 2F1+F2,

2F2+F1, 3F1, 3F2, e attenuazione di 3dB dei prodotti del t ipo F1-F2, F1+F2, 2F1, 2F2. Ciò permette di avere un punto di intercetta di 3dB più alto, r ispetto al lo stadio singolo.

Svantaggi : 1 – Doppio numero di disposit ivi att ivi e quindi doppio consumo di potenza. 2 – Dimensioni del circuito doppie r ispetto al caso single ended. 3 – Sono disposit ivi più complessi da real izzare. Fatte queste considerazioni, è comunque necessario tenere conto del fatto che le proprietà del l ’amplif icatore bi lanciato r isultano val ide, solo in relazione a quanto i due amplif icatori a s ingolo stadio uti l izzati sono ugual i . Nella realtà, avere due amplif icatori identici r isulta impossibi le e quindi , anche le proprietà del l ’amplif icatore non sono verif icate con precisione. Questo signif ica, per esempio, che non si ha un adattamento perfetto e nemmeno un perfetto raddoppio di potenza. In più, nel caso reale, le imperfezioni negl i accoppiatori e le discontinuità nei circuit i , impedendo un perfetto adattamento, l imitano i l return loss di ingresso da 15dB fino ad un massimo di 20dB. Infine, dal punto di vista del rumore, s i ha una certa degradazione, r ispetto al caso dei s ingoli amplif icatori , a causa del rumore aggiunto dal le terminazioni adattate. Inoltre, la f igura di rumore r isulta col legata al return loss; In part icolare, se s i vuole una f igura di rumore piccola, i l return loss deve essere i l più basso possibi le .

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Capitolo 2 L’AMPLIFICATORE DIFFERENZIALE 2.1 General i tà (Ref.[5]) La struttura differenziale è uti l izzata, principalmente, in quel le applicazioni in cui è necessario amplif icare la differenza di due segnal i , e l iminando le componenti indesiderate comuni ai due ingressi . In questo modo, in uscita vengono el iminate eventual i componenti continue sovrapposte al segnale di ingresso come, per esempio, i drift termici . Come schema a blocchi del l ’amplif icatore differenziale, viene uti l izzato quel lo mostrato in Fig.2.1.

F i g u r a 2 . 2 . S c h e m a a b l o c c h i d i u n a m p l i f i c a t o r e d i f f e r e n z i a l e

I due ingressi sono definit i , r ispett ivamente, non invertente e inver tente . La differenza tra i due r is iede nel fatto che, nel caso invertente, i l segnale di uscita è sfasato di 180° r ispetto al segnale applicato a quel l ’ ingresso mentre, nel caso non invertente, i l segnale di uscita r isulta in fase con esso. Ipotizzando che i l guadagno del l ’amplif icatore sia Ad, in virtù del fatto che la caratterist ica di questa configurazione è quel la di amplif icare la differenza tra i due segnal i di ingresso, nel caso ideale s i ha che:

( ) d21OUT AVVV −= Ciò signif ica che, se 1V = 2V , la tensione di uscita, OUTV , è nul la . Nel caso reale, però, 1V e 2V possono subire amplif icazioni leggermente diverse. La relazione precedente diviene, quindi :

( )2211OUT VVAV A−= Detto questo, è possibi le definire:

• ( )21d AAA −= Guadagno Differenziale

• ( )

2AAA 21

c+

= Guadagno di Modo Comune

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Qualsiasi combinazione di due generici segnal i , V1 e V2, sugl i ingressi del l ’amplif icatore, può, inoltre, essere scomposta in:

• Tensione di ingresso di modo differenziale: ( )21id VVV −=

• Tensione di ingresso di modo comune: ( )

2VVV 21

ic+

=

In Fig.2.3, è rappresentato i l segnale di ingresso di un amplif icatore differenziale, attraverso le sue componenti di modo comune e differenziale.

F i g u r a 2 . 3 : T e n s i o n i d i M o d o D i f f e r e n z i a l e e d d i M o d o C o m u n e Come si può notare, è possibi le esprimere V1 e V2 come:

( )2

VVV idic1 −=

( )2

VVV id

ic2 +=

La tensione di uscita può essere espressa in termini di Vi d e Vi c secondo la relazione:

( ) ( )2

VVAVVAVAVAV 21

c21dicciddOUT+

+−=+=

I l guadagno di modo comune e differenziale, sono dati , in questo caso da:

• ic

occ V

VA = guadagno di modo comune

• id

odd V

VA = guadagno di modo differenziale

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2.2 Caratterist iche del l ’Amplif icatore Differenziale (Ref. [6] , [7]) . Nel calcolo del guadagno di modo differenziale, s i ipotizzi nul la la componente di modo comune. I l segnale di uscita del l ’amplif icatore differenziale può essere preso sia in modo differenziale, cioè tra i due col lettori , s ia in modo sbi lanciato (single-ended), cioè tra un collettore e massa. Si possono definire tre guadagni:

• Il guadagno di uscita differenziale: Cmd RgA −=

• Il guadagno di uscita a s ingle-ended di Q1: 2RgA Cm

d1 −=

I l guadagno di uscita a s ingle-ended di Q2: 2RgA Cm

d1 −=

Per valutare i l guadagno di modo comune, invece, s i ipotizzano nulle le componenti differenzial i del la tensione di segnale. In questo caso si possono definire due guadagni:

• Guadagno di uscita differenziale di modo comune: Ac=0

• Guadagno di uscita a s ingle-ended di modo comune di Q1 e Q2: 2RαR

A Cc = ,

dove R è la resistenza caratterist ica del generatore di corrente. In conclusione:

• Il guadagno differenziale deve essere grande, mentre, i l guadagno di modo comune deve essere i l più piccolo possibi le .

• L’amplif icatore differenziale amplif ica, effett ivamente, solo la differenza tra due segnal i

• Il guadagno differenziale appare molto simile a quel lo del la configurazione ad emettitore comune

Altra grandezza caratterist ica è i l CMRR(Common Mode Rejection Ratio) cioè i l rapporto di reiezione di modo-comune. Tale parametro consente di misurare le performance del l ’amplif icatore differenziale. I l CMRR, definito come i l rapporto tra i l guadagno di tensione di modo differenziale e i l guadagno di tensione di modo comune:

c

d

AA

CMRR =

Tale parametro indica l ’att i tudine a non amplif icare segnal i comuni ai due ingressi . E’ possibi le , infatt i , esprimere la tensione di uscita in funzione del CMRR:

+=+=

CMRRVVAVAVAV c

ddddccOUT

I l termine Vc/CMRR rappresenta quel lo che r imane del segnale di modo comune; esso indica, cioè, quanto i segnal i di modo comune vengono reiettat i .

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2.3 La configurazione CASCODE (Ref. [8] , [9]) . La sua forma differenziale e i l relat ivo “elemento base” sono mostrat i in Fig.2.3.

F i g u r a 2 . 3 . F o r m a d i f f e r e n z i a l e d e l l ’ a m p l i f i c a t o r e c a s co d e e r e l a t i v o m ez z o c i r c u i t o d i f f e r e n z i a l e .

La r icerca bibl iografica in materia di real izzazione di Low Noise Amplif ier ad architettura differenziale, ha messo in luce che la configurazione più spesso uti l izzata, al le alte frequenze, è la configurazione cascode. Nella sua forma più generica, l ’architettura cascode è costituita da uno stadio ad emettitore comune, seguito da uno stadio a base comune. La coppia, formata da Q1 e Q2, costituisce i l differenziale di base che, per segnal i di ingresso differenzial i , funziona come un amplif icatore ad emettitore comune. La coppia Q3 e Q4 rappresenta un amplif icatore differenziale a base comune. La resistenza di carico, vista dal transistor Q1, non è più Rc, ma diventa la resistenza di ingresso, r e , del transistore Q3, col legato a base comune. Tale resistenza di carico è molto più bassa di quel la che si avrebbe in un normale differenziale e ciò comporta un drast ico migl ioramento del la r isposta in frequenza del l ’amplif icatore. Una part icolare configurazione di amplif icatore differenziale è quel la definita Folded Cascole (Fig.2.4) . I l vantaggio di questo circuito, r ispetto al la tradizionale configurazione cascode, sta nel fatto che i l campo di variazione del la tensione di modo comune in ingresso risulta maggiore.

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F i g u r a 2 . 4 . S c h e m a c i r c u i t a l e d i u n a m p l i f i c a t o r e F o l d e d C a s co d e a d u s c i t a s i n g o l a . Un altro vantaggio del Folded Cascode è la sua minore sensibi l i tà al l ’effetto del rumore ad alta frequenza, sul l ’a l imentazione negativa. Tale configurazione è molto uti l izzata in alta frequenza anche per ovviare al problema del prodotto guadagno-larghezza di banda. A tale proposito, è opportuno osservare che nel la configurazione Folded Cascode ad uscita differenziale, i l prodotto guadagno-larghezza di banda è un’ottava più elevato rispetto al la configurazione con uscita s ingola. Nello svi luppo del progetto del l ’LNA ad architettura differenziale, s i farà r iferimento a questo t ipo di schema.

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Capitolo 3 IPOTESI E CONSIDERAZIONI DI PROGETTO 3.1 Considerazioni di progetto del l ’amplif icatore bi lanciato. Affrontare un progetto in cui s i ott imizzano contemporaneamente adattamento e NF risulta alquanto diff icoltoso. Nasce così l ’ idea di svi luppare una architettura di t ipo bi lanciato. Grazie al le proprietà relat ive al l ’adattamento di tale architettura, è infatt i possibi le progettare gl i amplif icatori a s ingolo stadio tenendo conto solo del rumore, senza avere specif iche sul l ’adattamento. Quello che si vuole verif icare è la possibi l i tà di diminuire la noise f igure a tal punto, da compensare l ’ insert ion loss e le perdite introdotte dagl i spl itter . In tal modo si avrebbe un LNA caratterizzato da un adattamento molto buono e da una noise f igure paragonabile a quel la di un amplif icatore a stadio singolo. Al f ine di verif icare questa possibi l i tà , s i è part it i dal progetto di un LNA, svi luppato e real izzato al l ’ interno del la Stazione Radioastronomica di Medicina, nel l ’ambito del progetto SKA. Tale amplif icatore verrà i l lustrato nel dettagl io nei paragrafi successivi . Le specif iche r ichieste per i l progetto del bi lanciato sono:

• Un guadagno i l più elevato possibi le . In part icolare l ’S 2 1 deve essere almeno di 18dB.

• Una noise f igure, al contrario, la più bassa possibi le . Sarebbe preferibi le r imanere attorno a 0.5dB. Tuttavia un sensibi le migl ioramento del guadagno o del la dinamica del l ’amplif icatore giust if icano almeno in parte un aumento di tale valore.

• Un adattamento piuttosto buono. In generale s i possono considerare accettabi l i anche -10dB, sempre che ciò favorisca l ’aumento del guadagno o la diminuzione del la noise f igure.

Per quanto riguarda la frequenza di funzionamento, s i r ichiede una larghezza di banda di almeno 16MHz, centrata sui 408MHz. In realtà, nel la prospett iva di sostituire gl i attual i dipoli con antenne a banda più larga, sarebbe consigl iabi le progettare l ’amplif icatore in modo che la banda di funzionamento vada da 300MHz a 700MHz. Nel caso part icolare del l ’amplif icatore bi lanciato, s i presenta però i l problema degl i spl i tter a 90°. Tal i disposit ivi sono infatt i caratterizzati da una banda piuttosto stretta. La larghezza di banda del progetto r isulterà quindi l imitata dal la larghezza di banda dei componenti commercial i che si deciderà di uti l izzare. In Fig.3.1 viene presentato lo schema circuitale del l ’LNA a singolo stadio, progettato e real izzato nel l ’ambito del progetto IRA-SKA, da cui s i è part it i per lo svi luppo del l ’amplif icatore bi lanciato.

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Essendo esso un HEMT di t ipo enhancement ha i l vantaggio, r ispetto agl i HEMT tradizional i , di avere bisogno del la sola al imentazione posit iva. Nello schema vengono riportat i anche i valori degl i elementi circuital i che sono stat i ut i l izzati .

Figura 3.1

I l disposit ivo att ivo uti l izzato in questo progetto è l ’E-PHEMT ATF-54143 del l ’Agilent Technologies (Ref.[9]) . Tale disposit ivo è stato scelto per i l progetto in quanto presenta una bassa cifra di rumore (NFmin<0.2dB a 408MHz), un’alta dinamica (OIP3>32dBm) e un basso costo. I l punto di lavoro stabi l i to nel l ’ambito di questo progetto è di 3V e 60mA. La scelta di ret i di adattamento di t ipo passa alto è stata determinata dal fatto che, come suggerito dal costruttore, s i integrano faci lmente con la rete di polarizzazione e favoriscono la stabi l i tà in bassa frequenza del circuito (dato che ne diminuiscono i l guadagno). La scelta di una rete di polarizzazione att iva consente, infine, di garantire una minore sensibi l i tà del punto di lavoro del disposit ivo, al le variazioni di temperatura. Un discorso a parte meritano le piste di source, indicate in f igura con Ls1 e Ls2. Tal i induttanze agiscono infatt i come retroazioni serie per i l disposit ivo. I l loro valore è molto crit ico e una sua variazione anche minima ha un forte impatto sul l ’adattamento e sul la stabi l i tà . La determinazione del le loro dimensioni e anche del numero di via hole, ad esse col legati , è stata oggetto di studi part icolarmente approfondit i . Una volta individuata la struttura di partenza per i l disposit ivo a singolo stadio, è necessario real izzare l ’architettura bi lanciata. A tal f ine, un passo indispensabile nel

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progetto del l ’amplif icatore è la scelta del lo spl itter a 90°. Innanzitutto, s i deve r icordare che la noise f igure complessiva r isulta data dal la somma tra la noise f igure del l ’amplif icatore e l ’ insert ion loss del l ’accoppiatore. Dalla r icerca di mercato effettuata nel presente lavoro sono emersi diversi componenti le cui caratterist iche sono riassunte in Tabella 2.

Marca Modello Frequenza

[MHz]

Inser t ion Loss(Typ)

[dB]

Phase Unbalanced (Typ)

(degrees)

Ampl i tude Unbalanced (Typ)

[dB] Mini-

Circuits HPQ-05W 380-490 0.20 0.7 1.1

MiTeq M-251-52-92W102 250-500 0.25 2 -

Synergy SLQ-K08 250-500 0.5 2 0.6

Tabella 2. Splitter a 90° Per i l progetto del l ’amplif icatore sono stat i infine scelt i gl i accoppiatori del la Mini-circuits , in quanto presentano l ’ insert ion loss inferiore. Se si fosse voluto implementare i l progetto del l ’amplif icatore a banda più larga, sarebbe invece stato opportuno scegl iere gl i spl i tter del la Miteq i qual i , pur non presentando una banda di 400MHz (richiesta eventualmente dal le specif iche), hanno comunque del le buone caratterist iche su 250MHz. 3.2 Considerazioni di progetto del l ’Amplif icatore Differenziale. I l progetto del l ’amplif icatore differenziale è stato svi luppato secondo i seguenti passi :

• Individuazione del le specif iche del progetto • Scelta del disposit ivo att ivo • Individuazione del punto di lavoro • Individuazione di una architettura per le ret i di adattamento di ingresso e di

uscita del disposit ivo att ivo • Indicazione del l ’architettura del lo schema complessivo

Nell ’ambito del progetto del l ’amplif icatore differenziale saranno tenute in considerazione le specif iche già descritte in occasione del progetto del l ’amplif icatore bi lanciato. Anche in questo caso, infatt i , i l disposit ivo trova col locazione subito al di sotto dei dipoli ed è, quindi , i l primo elemento del la catena di r icezione. Per questo motivo, esso deve presentare un elevato guadagno e una NF la più bassa possibi le . Nel caso specif ico del l ’amplif icatore differenziale, contrariamente a quel lo che accadeva per l ’amplif icatore bi lanciato, l ’adattamento non è automaticamente garantito. Questo comporta che, nel progetto del disposit ivo bisognerà prestare attenzione anche ai valori del l ’adattamento di ingresso e di uscita. Infine, per quanto riguarda la frequenza, lo scopo è quel lo di al largare la banda i l più possibi le . L’obbiett ivo sarebbe quel lo di arr ivare al la real izzazione di amplif icatori con banda compresa tra i 300MHz e i 700MHz.

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E’ stata eseguita una opportuna ricerca di mercato al f ine di individuare i l migl ior componente possibi le. Sono state anal izzate le caratterist iche di disposit ivi s ia ad architettura differenziale classica sia ad architettura cascole. I parametri principal i vengono riassunti in Tabel la 3.

MARCA Disposit ivo Tecnologia Tipo di Disposit ivo NF Guadagno

Motorola MBC13916 BiCMOS CASCODE 0.9dB a 900MhZ

19dB a 900MHz

Phil ips BFE520 BJT DIFFERENZIALE 1.1dB a 900MHz

16dB a 900MHz

Sanyo FH103 BJT PER APPLICAZIONI DIFFERENZIALI

1.2dB a 900MHz

13dB a 900MHz

Phil ips BFC505 BJT CASCODE 1.1dB a 500MHz

22dB a 900MHz

Phil ips BFC520 BJT CASCODE 1.3dB a 900MHz

31dB a 900MHz

T a b e l l a 3

Come disposit ivo da uti l izzare nel progetto si è scelto l ’amplif icatore con architettura cascode MBC13916 del la Motorola. Esso presenta, infatt i , la f igura di rumore più piccola tra tutt i i disposit ivi considerati e i l suo guadagno è abbastanza elevato. Inoltre, come si è detto in precedenza, l ’architettura cascode presenta, al le alte frequenze, del le caratterist iche molto migl iori r ispetto a quel la differenziale tradizionale. una volta scelto i l disposit ivo att ivo, i l secondo passo del progetto r iguarda l ’ individuazione del punto di lavoro. la tensione di al imentazione può avere un valore compreso tra i 2.7V e i 5V. innanzitutto, anal izzando le caratterist iche del componente, s i può notare che avendo la polarizzazione on-chip, qualunque t ipo di al imentazione si scelga, la corrente di assorbimento, Ic c , ha comunque un valore molto basso. la scelta del la tensione non sarà condizionata da questo parametro. per quanto riguarda i l guadagno, attorno ai 500MHz, per qualunque t ipo di al imentazione, non ci sono differenze sensibi l i . l ’a l imentazione a 5V è, comunque, quel la che porta ad un guadagno superiore. ovviamente, sarà questo i l valore scelto. come architettura di base per le ret i di adattamento e di polarizzazione del s ingolo disposit ivo att ivo, s i fa r iferimento a quel la proposta nel data sheet del disposit ivo. tuttavia, questo schema viene consigl iato per applicazioni a 900mhz pertanto, nel progetto in esame, occorrerà apportare le opportune modifiche. In Fig.3.2 viene r iportato lo schema a blocchi del l ’LNA differenziale. È fondamentale, per l ’ott imizzazione del le performance del s istema, che le ret i di adattamento di ingresso e di uscita dei s ingoli disposit ivi att ivi s iano assolutamente identiche.

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Figura 3.2

Nel progetto del differenziale, però, non è possibi le ott imizzare le ret i dei disposit ivi a s ingolo stadio, per poi formare la struttura complessiva solo in un secondo momento. I l guadagno e la NF del disposit ivo a singolo stadio e del disposit ivo complessivo, infatt i , sono diversi , a l contrario di quanto accadeva nel l ’amplif icatore bi lanciato. I l progetto del l ’LNA differenziale prevedrà quindi che le s imulazioni e le ott imizzazioni vengano fatte direttamente sul la struttura complessiva.

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Capitolo 4 PROGETTO E REALIZZAZIONE 4.1 Progetto e real izzazione del l ’Amplif icatore Bilanciato Terminata la fase di progetto del disposit ivo, s i è passati a l la fase real izzativa. I l procedimento si è art icolato nel le seguenti 3 fasi :

• Progettazione del layout del circuito • Realizzazione del layout • Montaggio dei componenti

La progettazione del circuito in esame, così come ogni circuito a microonde, r ichiede l ’ identif icazione e la valutazione di diversi elementi qual i :

• Individuazione dei componenti da uti l izzare nel prototipo • Determinazione del la larghezza del le piste e del la loro lunghezza • Individuazione del layout più adatto al la struttura complessiva in esame • Valutazione del l ’ ingombro del circuito

Nella fase di real izzazione del layout, è indispensabile conoscere le caratterist iche elettr iche e f is iche del substrato dove verranno real izzate le piste. I l dielettr ico scelto è vetronite (costante dielettr ica pari a 4.7 e loss tangent di 0.02) nel quale sono depositat i due strat i di rame (spessore di 17.5µm). Lo spessore complessivo è di 1.6mm. Note queste caratterist iche ed i l footprint dei componenti uti l izzati , è possibi le determinare la larghezza del le piste uti l izzando i l programma TXLine, uno strumento fornito dal software di s imulazione MW Office 2002. Quello che r isulta è che le piste di segnale, al la frequenza di 408MHz e per una impedenza caratterist ica di 50Ω , devono essere larghe 2.9mm. A questo punto bisogna determinare la lunghezza del le piste che caratterizzano i l circuito. Anche questa infatt i è piuttosto crit ica per i l mantenimento del le performance del s istema. Si è infatt i verif icato che una variazione di 1mm nella lunghezza di una pista provoca, al la frequenza di 408MHz, una variazione di 1 grado sul la lunghezza elettr ica. Purtroppo però la lunghezza del le piste sarà legata al posizionamento del lo spl itter . La presenza di quest ’ult imo porta infatt i a l l ’ inevitabi le conseguenza di avere del le piste di ingresso e di uscita piuttosto lunghe. Infine, per quanto riguarda le piste del la rete di polarizzazione, la loro larghezza non deve sottostare ad alcun vincolo, dato che questa per la continua non rappresenta un valore crit ico. Una volta individuata la lunghezza del le pis te del disposit ivo a singolo stadio, s i pone i l problema di determinare la struttura complessiva del layout del l ’amplif icatore bi lanciato. È infatt i indispensabile, per i l mantenimento del le performance del l ’amplif icatore stesso, che i due disposit ivi a stadio singolo siano i l più possibi le s immetrici .

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L’ostacolo che appare subito evidente è che i l disposit ivo att ivo non è simmetrico. Questo signif ica che non sarà possibi le mantenere la sua orientazione uguale in entrambi i rami, a meno di aumentare l ’ ingombro complessivo del circuito. Dopo avere valutato diverse soluzioni di layout, quel la migl iore e più semplice da un punto di vista pratico e funzionale è sembrata quel la di portare la continua a uno dei due amplif icatori attraverso un bridge, real izzato con un fi lo fatto passare sotto al bottom layer. Per maggiore chiarezza, in Fig.4.1 viene r iportato lo schematico con le piste. Una volta progettato i l layout, con la specif ica di del imitare i l più possibi le l ’ ingombro complessivo del circuito, è necessario stabi l irne con precisione le dimensioni . A tal f ine è opportuno osservare che, per fare del le misure attendibi l i di NF, i l c ircuito deve essere racchiuso in un box di metal lo. In questo modo vengono escluse dal la misura tutte le interferenze dovute al l ’ambiente circostante. La soluzione più adatta è quel la di un box di dimensioni 80mmx65mm. Le dimensioni complessive del la basetta devono quindi essere inferiori a questo valore e coincidere con le dimensioni interne (79mmx64mm). Si è quindi definito un bordo del la basetta di 77.9mmx63.9mm. Il layout complessivo del la parte superiore del la basetta è mostrato in Fig.4.2.

F i g u r a 4 . 2

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Figura 4.1

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La real izzazione del circuito è stata effettuata uti l izzando una fresa per PCB (Printed Circuit Board), a disposizione dei laboratori del la Stazione Radioastronomica di Medicina. Tale strumento (LPKF Protomat C30s) è in grado di lavorare con i f i les di t ipo GERBER precedentemente esportat i da Microwave Office. Attraverso l ’uso di un part icolare software, “CircuitCam 3.2”, è stato creato un fi le interpretabile dal la macchina. La fase f inale del la real izzazione del circuito è i l montaggio dei componenti . In Fig.4.3 viene r iportata la faccia inferiore del circuito, in cui è possibi le vedere i l f i lo uti l izzato per portare l ’a l imentazione ad entrambi i disposit ivi . In Fig.4.4 viene invece r iportato i l c ircuito completo di scatola.

È stato inoltre real izzato anche i l prototipo del l ’amplif icatore a stadio singolo. Una sua foto è r iportata in Fig.4.5.

Figura 4.3

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Figura 4.4

Figura 4.5

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4.2 Progetto e real izzazione del l ’Amplif icatore Differenziale Anche in questo caso, i l procedimento si è art icolato secondo le seguenti tre fasi :

• Progettazione del layout del circuito • Realizzazione del layout • Montaggio dei componenti

Per quanto riguarda le considerazioni relat ive al layout, le considerazioni svolte sono del tutto analoghe a quel le svi luppate per l ’amplif icatore bi lanciato. I l primo passo per la real izzazione del layout è ancora quel lo di individuare tutt i i componenti che verranno poi uti l izzati nel montaggio del circuito e di considerare i loro footprint. Inoltre, nel progetto del layout del circuito è importante svolgere alcune osservazioni sul la determinazione del la larghezza del le piste. In questo caso part icolare, bisogna però fare una dist inzione tra le piste di ingresso e quel le di uscita. Infatt i , essendo le piste di uscita r iferite ad una impedenza di 50Ohm, la loro larghezza è ancora di 2.9mm, come già stabi l i to nel progetto del l ’amplif icatore bi lanciato. Ciò in virtù del fatto che viene uti l izzato lo stesso t ipo di substrato e le stesse t ipologie di piste (microstriscia) . Per quanto riguarda le piste di ingresso, invece, è necessario fare del le considerazioni più complesse. Una del le specif iche di progetto è quel la di mantenere una Zodd di circa 42Ohm. Inoltre, è necessario che i due ingressi s i trovino sul lo stesso lato, in quanto i conduttori del la l inea bi lanciata di al imentazione dei dipoli sono l ’uno accanto al l ’a ltro e ad una distanza di circa 10mm. Per determinare la larghezza del le piste, bisognerà uti l izzare i l modello del le l inee accoppiate presente nel programma TXLine. Selezionando i l modo dispari e un gap tra le due piste di 10mm, per la frequenza di 408MHz, la larghezza del le piste r isultante è di 3.7mm. Tale dovrà quindi essere la larghezza del le piste di ingresso uti l izzata per i l progetto. Per quanto riguarda invece la lunghezza del le piste, la regola che si è seguita è stata quel la di l imitarla i l più possibi le . Seguendo i l procedimento appena i l lustrato, l ’effetto del l ’ introduzione del le piste sul disposit ivo complessivo, per quanto riguarda guadagno, NF e adattamento, è molto r idotto. L’unica grandezza che appare r isentirne è la Zodd. Purtroppo, però, nel caso specif ico di questo progetto, la necessità di avere i due ingressi sul lo stesso lato e l ’asimmetria del disposit ivo att ivo hanno come conseguenza quel la di dovere posizionare la rete di uscita, chiusa sui 50Ohm, tra i due ingressi . Ciò inevitabi lmente impedisce di avvicinare oltre un certo l imite i due disposit ivi ; la lunghezza minima del le due piste di emettitore è di 3.5mm. Con riferimento a questo valore, la larghezza f issata per le piste è di 1.1mm. Anche con questi valori , guadagno e adattamento, pur mantenendo un andamento piuttosto conforme a quel lo del le s imulazioni senza piste, subiscono comunque un peggioramento. Le grandezze che presentano i maggiori cambiamenti sono, in ogni caso, la Zodd e la S3 3 .

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Si è inoltre verif icato che, per alcuni componenti circuital i , i l valore di tale cambiamento è notevole. I l fatto che ci s ia una differenza così marcata è sicuramente un risultato inaspettato. Durante lo svi luppo del layout si è inoltre verif icato che la Zodd subisce una variazione anche con l ’ introduzione del le piste. Alla luce di queste considerazioni e anche del fatto che la presenza del le piste di col legamento tra i due disposit ivi è part icolarmente crit ica, quel lo che si suggerisce, come indicazione per i progett i futuri , è di individuare i l layout del circuito, prima di passare al la sua ott imizzazione. Inoltre, s i suggerisce di ott imizzare i l c ircuito direttamente facendo uso dei f i le di parametri S, che sono comunque più precisi . Una volta real izzato i l c ircuito, diventa quindi necessario provvedere a sostituzioni progressive dei suoi componenti , f ino a tornare a valori del le s imulazioni compatibi l i con quel l i che si avevano prima del l ’ introduzione del le piste. Come nel caso del l ’amplif icatore bi lanciato, anche in questo caso si è r ivelata l ’ impossibi l i tà di portare la continua ad entrambi gl i amplif icatori senza attraversare le piste RF di ingresso o di uscita. Si è così deciso di uti l izzare anche in questo caso un fi lo passante sotto i l c ircuito creando due piazzole per saldare i l f i lo nel la faccia inferiore del la basetta. Una volta sistemate le piste e le piazzole nel modo più opportuno, è necessario del imitare i l bordo del la basetta. In questo caso, i l c ircuito è stato adattato per un box di dimensioni 50mmx25mm. Queste dimensioni le permettono di essere inserita dentro ad una l inea cava per la connessione diretta al la l inea bi lanciata di al imentazione dei dipoli . Le dimensioni complessive del la basetta sono quindi state f issate sui 49mmx24mm. I l layout complessivo del la parte superiore del la basetta è mostrato in Fig.4.6.

F i g u r a 4 . 6

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Il prototipo ottenuto viene r iportato in Fig.4.7.

Figura 4.7

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Capitolo 5 PRESENTAZIONI DEI RISULTATI OTTENUTI 5.1 Amplif icatore Bilanciato La misura dei Parameri S dei disposit ivi è stata fatta attraverso l ’anal izzatore di rete vettoriale HP 8722D (50MHz-40GHz). Dai r isultat i sperimental i è possibi le osservare come la costruzione di una struttura bi lanciata abbia permesso di migl iorare in modo notevole l ’adattamento sia di ingresso sia di uscita, confermando la teoria. I l guadagno invece subisce, come ci s i aspettava, una leggera diminuzione a causa del le perdite dovute al l ’ introduzione degl i spl itter . Per la misura del la temperatura di rumore del l ’amplif icatore bi lanciato e del suo corrispondente a singolo stadio è stato uti l izzato M.A.M.BO. (Microwave Amplif ier Measurement Board). M.A.M.BO. è uno strumento di misura del rumore progettato e real izzato nel Laboratorio di Microonde del la Stazione Radioastronomica di Medicina, Ist i tuto di Radioastronomia. Nelle misure è stato uti l izzato i l generatore di rumore HP346C. Questo disposit ivo è stato r ical ibrato al l ’ interno del la Stazione Radioastronomica e si è r iuscit i a far s ì che esso fornisca un errore di sol i 0.06dB sul la Noise Figure. La noise f igure complessiva del l ’amplif icatore bi lanciato si mantiene su 0.8dB. Nella prospett iva di uti l izzare uno spl itter con caratterist iche migl iori in termini di Insert ion Loss e di Return Loss, sembra quindi che possa essere verif icata l ’ ipotesi che era stata fatta inizialmente. La costituzione del la struttura bi lanciata complessiva conduce infatt i a valori di adattamento molto buoni, mentre la diminuzione del la noise f igure del s ingolo stadio compensa l ’aumento di quest ’ult ima dovuto al l ’ introduzione degl i spl i tter . Ciò signif ica che con l ’amplif icatore bi lanciato si è in grado di mantenere una NF paragonabile a quel la del s ingolo stadio e di ottenere un deciso migl ioramento del l ’adattamento. Infine, le misure di IP3 sono state fatte uti l izzando, oltre al vettoriale, l ’anal izzatore di spettro HP 8564E (9kHz-40GHz). Nelle misure del punto di compressione a 1dB si è uti l izzato l ’anal izzatore di ret i HP 8751 (5Hz-500MHz). Nella successiva tabel la vengono riassunti i r isultat i ottenuti . Singolo

Stadio IRA-SKA MISURE

Singolo Stadio

Real izzato

Singolo Stadio

Real izzato MISURE

Bilanciato

Bilanciato MISURE

|S11| [dB] -10 -7 -6 -14.4 -14.6 |S22| [dB] -17 -10 -16.6 -14.4 -17.5 |S21| [dB] 22.6 19.8 24.6 21.6 23.85 NF [dB] 0.4 0.18 0.25 0.65 0.8 OIP3 [dBm] +29.2 +32 +34 +35 +36

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5.2 Amplif icatore differenziale Rispetto ad un disposit ivo a due porte, la caratterizzazione di un disposit ivo di t ipo differenziale è più complessa. La maggior parte degl i anal izzatori vettorial i di rete, infatt i , non sono adatt i a l lo scopo, dal momento che le loro porte, essendo single-ended, non sono in grado di supportare segnal i differenzial i e di modo comune. Questi ult imi, sono caratterizzati da impedenze di 50Ω e di 75Ω mentre i disposit ivi differenzial i non hanno valori di impedenza standard. Sono state individuate diverse metodologie per la caratterizzazione di disposit ivi di t ipo differenziale. Alcune di esse vengono brevemente descritte qui di seguito. Viene innanzitutto contemplata la possibi l i tà di effettuare del le misure single-ended sul disposit ivo con l ’ausi l io di un balun. Questo è uti l izzato per connettere la porta single-ened del l ’anal izzatore di rete al la porta differenziale del disposit ivo. Tale soluzione, anche se è la più semplice ed immediata, porta con sé alcuni svantaggi dovuti al la non-ideal i tà del balun stesso. Innanzitutto, la banda in cui è possibi le effettuare le misure dipende dal la banda del balun (che notoriamente è piuttosto stretta) . I l balun, inoltre, introduce del le perdite dovute al la propria return loss, insert ion loss, amplitude unbalance e phase unbalance. Infine, non permettendo i l passaggio di segnal i di modo comune, è possibi le r icavare informazioni solamente sul le misure che r iguardano i l modo differenziale. Un altro metodo contempla l ’uso di una trasformazione matematica per convertire i dati s ingle-ended in parametri differenzial i . Tale metodo è chiamato tecnica mixed-mode S-parameter. I l differenziale progettato in questa tesi è un disposit ivo a tre porte ( ingresso differenziale ed uscita s ingle-ended). Caratterizzare un 3 porte comporta eseguire 3 misure “a due porte”, ottenendo un totale di 12 parametri S. Mediante una elaborazione software, basata su part icolari algoritmi (Ref.[5]) , è possibi le convertire i 12 parametri S nei 9 parametri S necessari al la caratterizzazione di un disposit ivo a 3 porte. Questa tecnica cerca di determinare le r isposte corrispondenti ai segnal i di modo comune e differenziale su tutte le porte del disposit ivo. La matrice mixed-mode è organizzata in modo del tutto simile ad una matrice di parametri S, solo che, in questo caso, ogni colonna rappresenta una condizione di st imolo differenziale e ogni r iga rappresenta una differente r isposta al lo st imolo, come riportato in Fig.5.1. Vi è inoltre un’altra soluzione che prevede l ’ut i l izzo di un Test System, apposito per disposit ivi differenzial i . Tale soluzione, almeno in questa fase iniziale, non è stata contemplata in quanto è molto dispendiosa. Per quanto riguarda la misura del la NF, anche in questo caso non è possibi le uti l izzare le tradizional i tecniche di misura. Ricerche bibl iografiche hanno messo in luce la possibi l i tà di caratterizzare la NF di un disposit ivo a tre porte in termini di matrice di rumore, parametri di scattering e coefficienti di r if lessione sul le terminazioni del DUT. (Ref.[6])

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F i g u r a 5 . 1

5.3 Confronto di prestazioni tra le due architetture Vengono qui di seguito confrontate le due t ipologie in part icolare per quel lo che r iguarda le caratterist iche principal i tendo conto del fatto che, per i l disposit ivo differenziale, esistono del le problematiche di misura che dovranno in qualche modo essere in seguito affrontate.

|S21| [dB]

NF [dB]

|S22| [dB]

Amplif icatore Bilanciato

( M I S U R A T O ) 23.88 0.8 -17.5

Amplif icatore Differenziale

( S I M U L A T O ) 23 1.6 -11

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Capitolo 6 CONCLUSIONI Nell ’ambito del la partecipazione del l ’Ist i tuto di Radioastronomia al consorzio internazionale SKA, per la progettazione e real izzazione di un radiotelescopio di nuova generazione, i l radiotelescopio “Croce del Nord”, sarà uti l izzato per acquisire know how da r iversare in questo ambizioso progetto. Con i l seguente lavoro di tesi sono state investigate due t ipologie di amplif icatori a basso rumore (LNA), da applicare al radiotelescopio “Croce del Nord”. In part icolare, sono state studiate e progettate una architettura di t ipo bi lanciato ed una di t ipo differenziale. I r isultat i ottenuti vengono riassunti qui di seguito. 6.1 L’Amplif icatore Bilanciato L’LNA a singolo stadio, da cui s i è part it i per la real izzazione del progetto di questa tesi , presenta i seguenti valori misurati :

• S11=-10dB • S22=-17dB • S21=22.6dB • NF=0.4dB • OIP3=+29.2dBm

Il prototipo del l ’amplif icatore bi lanciato che è stato real izzato, presenta, invece, i seguenti valori misurati :

• S11=-14dB • S22=-17.5dB • S21=23.88dB • NF=0.8dB • P1dBout=+20dBm • OIP3=+36dBm

É evidente che, l ’ introduzione di una architettura di t ipo bi lanciato ha portato ad un buon migl ioramento del l ’adattamento (soprattutto del l ’S11) e anche del guadagno. Per quanto riguarda la dinamica, bisogna notare che, un aumento così evidente del l ’OIP3 dipende anche dal fatto che l ’amplif icatore a s ingolo stadio, qui progettato, ha esso stesso un punto di intercetta del terzo ordine di +34dBm. La NF ha subito comunque un aumento abbastanza consistente. Si r icordi che, nel la real izzazione del prototipo, è stato comunque uti l izzato uno spl itter con caratterist iche peggiori r ispetto a quel lo che si era inizialmente scelto. È quindi presumibile che, uti l izzando i l disposit ivo migl iore, s i s ia in grado di mantenere un valore di NF paragonabile a quel lo del l ’amplif icatore a s ingolo stadio inizialmente progettato. Gli svantaggi del l ’ut i l izzo del la configurazione bi lanciata, come ci s i aspettava, sono i l consumo di potenza raddoppiato, la maggiore complessità circuitale, i l maggiore

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ingombro e i l costo che, seppur basso, è sempre 4 volte superiore a quel lo di uno stadio singolo. Uno svi luppo futuro di tale progetto sarà quel lo di real izzare un nuovo prototipo del l ’amplif icatore bi lanciato, facendo uso degl i spl itter che si erano scelt i inizialmente. 6.2 L’Amplif icatore Differenziale I r isultat i del le s imulazioni circuital i del lo spl itter sono riassunti di seguito:

• S33=-10dB • S21=23dB • Zodd=36Ω • NF=1.7dB

Lo scopo di questo progetto era quel lo di valutare le problematiche relat ive al l ’applicazione di una struttura differenziale ai front-end del la Croce del Nord. Sono stat i quindi individuati diversi problemi qual i la progettazione tenendo conto del la impedenza differenziale, la crit icità del l ’ introduzione del le piste nel layout del disposit ivo e la forte variazione del la Zodd simulando facendo uso di modell i e parametri S. I l progetto presentato non fornisce comunque valori accettabi l i in termini di NF e adattamento, a causa del le caratterist iche presentate dal disposit ivo MBC13916. Sono quindi possibi l i tre svi luppi futuri nel l ’ambito di questo progetto. I l primo contempla la verif ica del l ’effetto del l ’ introduzione di un doppio stadio, facendo sempre uso del disposit ivo MBC13916. I l secondo prevede l ’abbandono del la tecnologia BiCMOS per passare al l ’ut i l izzo di HEMT. I l terzo prevede la real izzazione del l ’amplif icatore differenziale in tecnologia MMIC. Una strada di questo t ipo è comunque quel la più complicata considerando tutte le implicazioni associate.

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References: [1]: Appunti tratti dalle lezioni del corso di “Microonde” – Prof. A.Costanzo [2]: Appunti tratti dalle lezioni di “Elettronica delle Telecomunicazioni” – Prof.ri V.A.Monaco, F.Filicori, A.Santarelli [3]: “Merits of Balanced Amplifier”, Application Note 101 – WAN7com [4]: “High Power GaAs FET Amplifier: Push-pull versus Balanced Configurations”, Application Note 014 – Fujitsu - w w w . f c s i . f u j i t s u . c o m [5]: “Differential Amplifiers”, A.Ghosh - Advanced VLSI Design Laboratory, IIT Khargpur [6]: “Differential Amplifiers”, A.Doolittle – Notes – Univ. of Georgia Tech [7]: “Amplificatore Differenziale”, F.Fiori - Corso di Elettronica Applicata, Politecnico di Torino [8]: “Circuiti per la Microelettronica”, Sedra, Smith [9]: “Capitolo 11- Amplificatori ad alta frequenza”, Palmisano, Giustolisi, Dispense di Elettronica, Università di Catania http://graymalkin.dees.unict.i t /courses/micro/C-11.pdf