Cari amici, a volte mi sembra di vivere inun mondo ben strano! Non so se anchea voi fa lo stesso effetto, ma spesso mipare che le cose, al di là dei problemi edelle difficoltà quotidiane, abbiano per-so quella genuinità che le caratterizza-va. Mi spiego meglio: non mi riferisco so-lo alla qualità del cibo oppure a quelladell'aria o della vita in genere, bensì aduna sorta di spontaneità, di allegria ma-gari ingenua, di semplicità che qualcheanno fa era come dominante nella vitaquotidiana. O forse era una carica di ot-timismo, che adesso, più smaliziati e di-sillusi come siamo, abbiamo perso. In-tendiamoci: non ho la nostalgia dei tem-pi passati che generalmente si accom-pagna all'età matura se non proprio allavecchiaia, ma al contrario il desiderio diuna fiducia nel futuro che oggi sentomancare sempre di più. E la gente attor-no a me che s'incupisce, s'incattivisce,

sorride di malavoglia e forzatamente.Anche nei giovani con i quali sono quoti-dianamente in contatto, sento come unarassegnazione passiva, la consapevo-lezza di una negatività ineluttabile e lapaura intrinseca e profonda di affronta-re la vita. È una sensazione la mia cheforse può non essere vera, ma non vedopiù l'entusiasmo nemmeno nella ricerca,nell'affrontare le incognite e l'ignoto le-gato al futuro. E nemmeno quell'allegriachiassosa e scalpitante che ci caratte-rizzava e che i giovani di oggi sembranoaver perso. Piuttosto un atteggiamentoquasi da contabile della vita, che sceglieil minimo rischio e la strada meno imper-via. Così la goliardia è morta e anche ilnonnismo in caserma, almeno quello fat-to di scherzi innocenti e mai crudeli.

Ma ancora non ho iniziato a parlare deinostri argomenti tecnici; rimedio subito.

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Note controcorrente

Assioma13*sul mondo delle valvole

Lo studio dell'amplificatore completo!GGiiuusseeppppee DDiiaa *12+1 per i superstiziosi

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C'eravamo lasciati con strana constatazione chenel nostro circuito il punto di riposo scelto lo fa-ceva lavorare in una classe che in qualche modo

dipendeva dall'ampiezza del segnale di ingresso, flut-tuando dalla classe AB alla classe B. Anzi proprio inclasse B si aveva la distorsione più bassa, contraddi-cendo molte errate credenze. Tutto questo non è fruttodi un miracolo ma della oculata scelta del punto di ri-poso e del tipo di polarizzazione mista che induce lavalvola a lavorare sempre nelle migliori condizioni. In-somma una scelta felice. Un esame delle curve carat-teristiche composte delle due valvole ci permette di ca-pire come questo accade. Le abbiamo viste sul numeroscorso e le rivediamo in figura 1. Come ho detto la vol-ta scorsa, le curve si riferiscono al funzionamento atriodo. Ovviamente è un'approssimazione ma data lacontroreazione di griglia schermo, è un'approssimazio-ne lecita. Chi ha letto il mio precedente articolo sullacontroreazione, sa cosa intendo dire. Anche se misembra intuitivo, vi spiego come vengono ricavate. Es-sendo il funzionamento dei tubi in controfase , si ripor-tano le curve con le corrette polarità nel quadrante 1 enel quadrante 4 del diagramma Cartesiano. Dove sul-l'asse X è rappresentata la polarizzazione negativa digriglia e sulla Y le correnti anodiche, come sappiamogià. E ovvio che per avere la minima distorsione le duecurve dovrebbero essere totalmente e perfettamentecomplementari, dando come risultatante una retta. Ciòovviamente è impossibile. Però possiamo notare che lapolarizzazione a 41 volt (punto di riposo in classe AB)dà come risultato una caratteristica composta meno li-neare del punto a -49, corrispondente alla classe B. A questo punto molti di voi che mi hanno seguito in que-ste chiacchierate, capiranno perché ho sempre affer-mato che lavorare con le valvole non è così semplicecome può sembrare ad un profano e anche riprodurreun circuito calcolato da altri non è così banale. E chela maggior dei circuiti semplicissimi che rispecchianouna tecnica risalente agli anni '20, non lavorano poi co-sì bene come i loro pseudoprogettisti vogliono farcicredere. E nemmeno suonano così bene. Continuandonel nostro esame stadio per stadio, adesso tocca al-l'invertitore di fase. Come ho detto la volta scorsa, cisono vari metodi per ottenere un segnale sfasato eognuno ha pregi e difetti. Vi ho promesso che li esami-neremo tutti e lo faremo, ma non in questa sede. Ades-so ci limiteremo a studiare quello che ho ritenuto piùopportuno adoperare in relazione alla tipologia del pro-getto e alle finalità che mi ero riproposto. Devo onesta-mente affermare che a distanza di tanti anni cambiereipochissime cose del progetto originale e più avanti viconsiglierò quali varianti adottare. Ho scartato il vec-chio e famoso circuito "catodina" (che tra l'altro erastato adottato inizialmente anche da Williamson) per-

ché nonostante la sua semplicità ed economicità hadue difetti : il primo per la verità non molto grave, è chenon solo non ha amplificazione ma addirittura riduceleggermente il segnale. Il secondo, invece molto piùgrave, è che le impedenze di uscita su anodo e catodosono molto diverse, risultando quella di catodo sensi-bilmente minore. È vero che ci sono alcuni trucchi perridurre questa diversità ma sono dei palliativi e compli-cano il circuito rendendolo meno interessante. Ovvia-mente vi risparmio la formuletta che lo dimostra e chepotete trovare in tutti i vecchi sacri testi che parlano divalvole. Vi dico solo che il perfezionamento ideato daCreviston, quello per capirci che prevede il collega-mento diretto tra la placca del triodo che precede equello invertitore di fase, in vita mia non sono mai riu-scito a farlo funzionare correttamente. In particolarmodo con le ECC 83 o valvole simili di elevato guada-gno. Tralasciando circuiti più complessi, tipo quello acatodi incrociati adatto all'impiego per strumenti, l'al-ternativa più logica rimaneva quello a doppio triodo ad

figura 1

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accoppiamento catodico.In questo caso non solo le im-pedenze di uscita sono uguali essendo le uscite sim-metriche sulla placca e le resistenze di carico anodicouguali (si può dimostrare che in realtà c'è una piccolis-sima differenza di guadagno e di impedenza tra i duetriodi che però si compensa facilmente), ma anche ilcircuito presenta un guadagno che con la ECC 83 è dicirca 35 per ogni ramo. Lo possiamo vedere nello sche-ma elettrico dell'amplificatore rappresentato in figura2, l'accoppiamento tra i triodi avviene per mezzo del re-sistore di catodo comune. La valvola in pratica si com-porterà come una specie di amplificatore differenziale.La figura 3 ci aiuterà a capire. Se guardiamo attenta-mente la configurazione dei due triodi, si nota che men-tre il primo lavora a catodo comune come di consueto,il secondo ha l'ingresso del segnale sul catodo per ilfatto che questi elettrodi sono accoppiati. Si comportaquindi come un amplificatore con "griglia a massa".Questa è una configurazione che analizzeremo quantoprima continuando ad occuparci di valvole. Per adessoprendetela così com' è . Vi basti solo sapere che la gri-glia a massa, ovviamente nei confronti del segnale, èuna tipologia che amplifica in tensione e che l'impe-denza di uscita di placca è molto alta. Inoltre questoschema circuitale comporta che un triodo inverte la fa-se e l'altro no. Ecco spiegato il fatto che sulle due plac-che la fase è invertita e che si può considerare unaspecie di amplificatore differenziale. Per avere la cor-retta dinamica con questo tipo di invertitore di fase ènecessario che la tensione di catodo sia elevata per-tanto le griglie devono avere una tensione relativamen-te elevata in quanto la loro polarizzazione dovrà essereinferiore a quella di catodo solo del valore che è ne-cessario per il corretto funzionamento. Pertanto si ve-de la necessità del condensatore tra griglia e massa.Questo condensatore verrà dimensionato con la ormainota formula e vediamo che nel nostro caso la sua ca-pacità dovrà essere di circa 0.25 microfarad dato chela resistenza di griglia è di 1 MΩ e la frequenza minimada riprodurre è di 20 Hz. C'è da notare che questo con-densatore deve avere un isolamento molto elevato. Co-me d'altra parte tutti quelli impiegati nel nostro amplifi-catore. Infatti, anche non considerando le elevate ten-sioni in gioco, le resistenze delle griglie controllo sonodi valore relativamente grande per cui è opportuno chela resistenza di isolamento dei condensatori non sia in-feriore al Gigaohm! Quindi almeno 1000V di isolamentoo meglio ancora un bel carta-olio da 3000V. A questopunto vediamo il perché della scelta delle valvole. Perle finali credo che non ci siano dubbi, come visto nelloscorso numero della rivista: con quelle premesse lascelta era quasi obbligata. Come pure per la raddrizza-trice. Invece per l'invertitrice di fase e la preamplifica-trice c'erano molte possibilità. Inizialmente avevo pen-

sato a un ECC 82 o meglio ancora ad una ECC 40 cheavrebbe avuto una distorsione minore , ma la prima diqueste due aveva un guadagno troppo basso e l'altrauna tensione tra catodo e filamento troppo bassa. Dob-biamo tenere conto che la tensione tra catodo e massadi questo circuito è di circa 115 volt ; quindi se teniamopresente che il filamento della ECC 83 è alimentato incontinua e le due valvole sono in serie, dobbiamo ag-giungere 25 volt per un totale di 140. È quindi misuraprudenziale impiegare una ECC 83 che ha una tensionecatodo - filamento di 180 volt. Vediamo adesso qualedeve essere la polarizzazione della griglia dei triodi ri-spetto ai catodi cioè la Vg . Questa dipenderà dall'am-piezza del segnale di ingresso. Il quale a sua volta di-penderà dal guadagno dello stadio e dall'ampiezza disegnale sulle griglie delle finali. Il tutto ovviamente inzona di massima linearità e quindi di minima distorsio-ne. Bene, sappiamo che nel nostro caso, al massimo lapolarizzazione delle 6L6 può essere a 49.5 volt e che èopportuno lasciare un margine di - 5 volt per non incor-rere in forti distorsioni, come si può vedere dalla figura1. Allora l'escursione massima di una semionda sullegriglie delle finali non può superare i 44.5 volt. Questa èla tensione di picco che dobbiamo trovare sulle plac-che di ciascun triodo dell'ECC 83. Giacché abbiamoprevisto un guadagno dello stadio invertitore di 35, al-lora la tensione di ingresso sarà: 44.5 / 35 = 1.3 circa.Prudentemente stabiliremo in 1.5 volt la polarizzazionedelle griglie. Ma dobbiamo ricordarci che i catodi sonoa 115 volt , per cui la tensione effettiva deve essere di113.5. È evidente che la soluzione più ovvia e immedia-ta è quella di polarizzare le griglie con la tensione diplacca dello stadio preamplificatore e faremo ciò sem-plicemente abolendo il condensatore di accoppiamen-to tra questi stadie calcolando correttamente il valoredella resistenza di placca della preamplificatrice. Perdimensionare correttamente i valori della resistenza dicatodo e quella delle placche, ci si può riferire ai data-sheet delle case costruttrici oppure calcolarla per mez-zo delle curve caratteristiche, come abbiamo già visto.In particolare la Philips in un suo manuale di qualcheanno fa, forniva una tabella con i valori giusti per que-sto tipo di invertitore che essa stessa impiegava in unsuo amplificatore. Nel prototipo costruito da me ormaitanti anni fa, le tensioni di catodo e griglia erano rispet-tivamente di 116 e 114.5 . Questo vi fa capire che picco-le variazioni sono irrilevanti per il corretto funziona-mento. Altra considerazione da fare è che l'invertitoreper avere tutta la dinamica necessaria senza usciredalla zona di linearità, deve lavorare con una differen-za tra placca e catodo di almeno 300 volt. Per cui datoche il catodo è a 115 circa, le placche devono ricevereuna tensione di oltre 400 volt. I valori che vengono fuo-ri dal calcolo sono 75.000 Ω per la resistenza catodica

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ta fase, della portante, ai simboli uno e zero. Peraumentare le prestazioni del sistema, in termini divelocità di trasmissione, si può invece decidere dicodificare il raggruppamento di più simboli: due nelcaso QPSK (Quaternary PSK) e tre nel caso 8PSK.Avremo dunque 4 possibili valori di fase per il casoQPSK ed 8 nel caso 8PSK.La situazione si può vedere molto bene utilizzando larappresentazione a "costellazione", cioè nel piano I-Q.Nella seguente figura è riportato l'esempio di BPSK,QPSK e 8PSK.

Una cosa da notare è che la codifica è di tipo Grey,cioè un simbolo e quello adiacente differiscono so-lamente per un bit. In teoria, ogni pallino riportatonella figura precedente rappresenta un solo punto.Tuttavia la presenza di rumore porta ad avere unacerta dispersione dei valori I-Q, rispetto a quelli teo-rici, per cui anziché un singolo punto le costellazionireali presentano dell "nuvole" più o meno grandi. Nel-la seguente figura è mostrata la misura di un segna-le reale 8PSK, piuttosto rumoroso:

Ovviamente più ci si discosta da valori puntuali, mag-giore diventa la probabilità di errore.

alberto.bagnasco@elflash.it

BibliografiaT. Ojanpera, R. Prasad - “Wideband CDMA for ThirdGeneration Mobile Communication” - Artech HouseB. Carlson - “Communication Systems” - McGraw Hill

Strumenti di misuraricondizionati e garantiti;valvole; componenti e trasformatori per HiFi;anche su progetto.

Recapito Abruzzo:dott. Giovanna Nafravia Roma, 8664029 Silvi M. (TE)

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Recapito Emilia-Romagna:dott. Giuseppe DiaUniversità degli Studi44100 Ferrara (FE)

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figura 2

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DISTINTA COMPONENTIR1 = 0,25MΩ - 1/2W – 5% basso rumoreR2 = 100kΩ - 1W – 5% basso rumoreR3 560Ω - 1/2W – 5% basso rumoreR4 = 100kΩ 1/2W – 5% basso rumoreR5 = 10kΩ - 1/2W – 5% basso rumoreR6 = 100kΩ - 1/2W – 5% basso rumoreR7 = 39kΩ - 1W – 5% basso rumoreR8 = 175kΩ - 1/2W – 5% basso rumoreR9 = 680Ω - 1/2W – 5% basso rumoreR10 = 35Ω - 1/2W – 5% basso rumoreR11 = 47kΩ - 1W – 5% basso rumoreR12 = 123kΩ - 1/2W – 1% possibile serie

120kΩ + 3300ΩR13 = 1MΩ - 1/2W – 5%R14 = 75kΩ - 1W – 5% possibile parallelo

2x150kΩ - 1/2WR15 = 125kΩ - 1/2W – 1% serie 120kΩ +

5600ΩR16 = 200Ω - 10W – 5% filoR17 = R18 = 120kΩ - 1/2W – 5%R19 = 4700Ω - 1/2W – 5%R20 = 2500Ω - 1/2W – 5%P1 = 0,5MΩ log.P2 = 1MΩ log.P3 = 1MΩ log.TR1 = TR2 = 1000Ω a filoC1 = 10.000 pFC2 = 32µF/250V el.C3 = 2000pF mylarC4 = 20µF mylarC5 = 250pF mylarC6 = 2000pF/400VC7 = 220µF/25V el.C8 = 32µF/350V el.C9 = C10 = 0,22µF/1000VC11 = 0,22µF/1000VC12 = 220µF/25VC13 = 32µF/500V el.C14 = 220µF/25V el.V1 = V2 = E83CC o equiv.V3 = V4 = 6L6 G.T1 = trasf. uscita ultralineare

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e 125.000 Ω per le resistenze di placca. In realtà solo ilsecondo triodo deve essere caricato con una resisten-za di tal valore. Il primo dovrebbe averla più piccola.Circa 3000 Ω in meno. Ovviamente tutto ciò deriva dalcalcolo ma vorrei risparmiarvi la formula che è un po'complicata (*). Questa piccola differenza si può ottene-re in due modi: prendendo due resistenze uguali e met-tendo in parallelo a quella del primo triodo un'altra da 5Mohm oppure prendendo una resistenza da 120.000 Ωe mettendo in serie un resistore do 3300 Ω. Voglio pun-tualizzare il fatto che non è molto importante il valoreassoluto di queste resistenze quanto la loro leggera dif-ferenza. Cioè se sono in realtà da 130.000 oppure120.000 non cambia nulla, purché siano diverse. A que-sto punto ci rimane da considerare il preamplificatorecompleto e il suo calcolo. Mia intenzione è di presen-tarvi il progetto esattamente come l'ho realizzato qua-rant'anni fa circa., quindi con i controlli di tono e con illoro calcolo. So perfettamente che adesso non si usa-no e che sarebbe anacronistico presentarli ancora, maoltre ad avere una funzione didattica nel senso che vifaccio capire quali sono i criteri di progetto, in questafase mi semplifica il compito. Ritengo opportuno nel-l'ultima parte di questo darvi le possibili soluzioni nelcaso voleste abolirli senza per questo snaturare tutto illavoro. Analogamente l'amplificatore è nato con un tas-so rilevante di controreazione. Intendiamoci, non è unvalore preoccupante, considerando il fatto che già altempo della sua costruzione , questo amplificatore ave-va una banda passante a loop aperto che andava da 18Hz ad oltre 22.000 Hz con una potenza di poco inferioreai 20 watt RMS. Quindi i circa 20 dB di controreazione lisopportava benissimo senza per questo peggiorare la

timbrica o inasprire le note acute. Si può pensare di ri-durla di 5 o 6 dB senza per questo dover riprogettaretutti gli stadi.Avremo solo un aumento della sensibilitàdi ingresso. D'altra parte, se non ricordo male il famosoLeak point-one ne aveva 26 dB e suonava magnifica-mente. Come sempre, il segreto sta nella qualità deitrasformatori di uscita e in una costruzione oculata. Ladisposizione dei componenti è importantissima. Allon-tanare i condensatori di accoppiamento dal telaio te-nendo i fili di segnale più corti possibile può far cre-scere la risposta in alto di 1000 - 2000 Hz sempre a loopaperto. Come potete constatare i valori delle resistenzeanodiche non sono bassissimi, anche alla luce di rea-lizzazioni di oggi. Malgrado ciò l'effetto Miller non è ri-levante e la banda si estende bene. La scelta di tenerealti i valori è dovuta al desiderio primario di abbassareal minimo la distorsione a costo di sacrificare legger-mente la banda passante. Infatti, ho notato spesso inrealizzazioni di oggi valori incredibilmente bassi nelleresistenze di carico anodico. Questo, accoppiato allascarsa sensibilità di potenza e al basso guadagno dicerti triodi antichi che vengono sovente impiegati inrealizzazioni esoteriche, provoca distorsioni altissimenegli stadi pilota o preamplificatori a causa delle ele-vate tensioni alternate di uscita necessarie per pilotaretali valvole finali. In pratica si perde negli stadi prece-denti tutto quello che si era guadagnato in termini di li-nearità con l'impiego di simili triodi.Bene, vi lascio. Con la prossima puntata il nostro la-voro si concluderà, e sarete in grado di calcolarvi ilvostro amplificatore, oppure di modificare a ragionveduta gli schemi esistenti. Giuseppe

giuseppe.dia@elflash.it

(*) Sempre con lo scopo di semplificarvi la vita, vi al-lego qui di seguito l'equazione necessaria per calco-larsi la resistenza sul primo triodo, dopo aver trovatoquella del secondo. Se qualcuno dovesse averne bi-sogno, così non impazzisce a ricavarsela...

Rp1 = Rp2 / 1 + [( r2 + Rp2) / Rk ( 1 + µµ2 )]

Dove:Rp1 = Resistenza placca primo stadio invertitore;Rp2 = Resistenza placca secondo stadio invertitore;Rk = Resistenza comune di catodo; r2 = Resistenza interna secondo triodo;µµ2 = coefficiente di amplificazione del secondo triodo.

figura 3

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ta fase, della portante, ai simboli uno e zero. Peraumentare le prestazioni del sistema, in termini divelocità di trasmissione, si può invece decidere dicodificare il raggruppamento di più simboli: due nelcaso QPSK (Quaternary PSK) e tre nel caso 8PSK.Avremo dunque 4 possibili valori di fase per il casoQPSK ed 8 nel caso 8PSK.La situazione si può vedere molto bene utilizzando larappresentazione a "costellazione", cioè nel piano I-Q.Nella seguente figura è riportato l'esempio di BPSK,QPSK e 8PSK.

Una cosa da notare è che la codifica è di tipo Grey,cioè un simbolo e quello adiacente differiscono so-lamente per un bit. In teoria, ogni pallino riportatonella figura precedente rappresenta un solo punto.Tuttavia la presenza di rumore porta ad avere unacerta dispersione dei valori I-Q, rispetto a quelli teo-rici, per cui anziché un singolo punto le costellazionireali presentano dell "nuvole" più o meno grandi. Nel-la seguente figura è mostrata la misura di un segna-le reale 8PSK, piuttosto rumoroso:

Ovviamente più ci si discosta da valori puntuali, mag-giore diventa la probabilità di errore.

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