Grundig V7000 - Un amplificatore senza misteri

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ELETTRONICA E CIRCUITI AUDIOhttp://circuiti-schemi-audio.blogspot.itI PROGETTI

PREMESSA

IL testo di questo articolo è statopubblicato tra maggio e giugno

2008 su VideoHifi, all'epoca in cui,sia pure in fase avanzata di ”distac-co”, seguivo ancora la faccenda”Grundig-CCI-Ambrosini” con uncerto interesse nonostante non po-chi aspetti cominciassero ad già allo-ra un po' troppo fumosi per esserecreduti sulla base della sola fiducia,senza onere di prova – intendendocon “prove”, prove vere e scientifi-camente valide, non le cosiddette”prove di ascolto” che, da per lascienza, valgono quanto le ”prove”sui tavolini che ballano forniti daimedium... al buio!).

Del resto fu proprio l'analisi tec-nica del circuito del V7000 a metterein chiaro – anzitutto ai miei stessi oc-chi – che il suo ”bensuonare” pog-giava su solidi principi di elettronicain cui, da tempo, non vi era alcunchédi misterioso ma che soprattutto, no-nostante alcuni lo cercassero a forza,del ”mistero” e del ”misterioso” nonaveva alcun bisogno per giustificaretecnicamente le proprie prestazioni.

Un'impressione che, oltre ad es-sere mutuata dalla mia esperienzapersonale, era il circuito stesso a suf-fragare: non solo le sue prestazioni

non erano frutto del caso ma di unaprecisa volontà progettuale ma esseerano completamente definite dalsuo circuito, senza alcun bisogno diappoggiarsi a conoscenze ”arcane”di alcun genere.

Tenendo conto che lo stadio fina-le è in realtà una versione riconfezio-nata come amplificatore integratodello stadio di uscita di un sintoniz-zatore a sintesi di frequenza (l'ottimoR30, molto compatto ma appuntoper questo anche molto critico dacostruire soprattutto dal punto di vi-sta dell'autointerferenza generatadalla stretta coabitazione in un unicopienissimo contenitore di ben treelettroniche – bassa frequenza, sin-tonizzatore e controllo digitale dellasintonia) i punti di forza del V7000(che come si vedrà tra poco è costi-tuito sostanzialmente dallo stadio dipotenza con intorno il minimo indi-spensabile per dotarlo di un po' dipreamplificazione e interfaccia conle sorgenti) si possono riassumerecome segue:

1) Garantire una controreazionequanto più possibile costante sullabanda audio in modo da evitare chela stessa fosse costretta a correggereproblemi da essa stessa introdotti.

È la stessa analisitecnica del circuitodel V7000 a metterein chiaro che il suo“bensuonare” poggiasu solidi principidi elettronica in cui,da tempo, non vi èalcunché di misteriosoma che soprattutto,nonostante alcunilo abbiano cercatoa forza, del ”mistero”e del ”misterioso”non ha proprioalcun bisognoper giustificare leproprie prestazioni.

Grundig V7000Un amplificatore che nonha bisogno di ”misteri”

Vista frontale del Grundig V7000 – Anche qui è presente la presa Tape/DIN frontale, caratteristica di diversi amplificatori e sintoamplificatori Grundig degli anni 80.

GRUNDIG V7000 – UN AMPLIFICATORE SENZA ”MISTERI”http://circuiti-schemi-audio-progetti.blogspot.it/2012/08/grundig-v7000-un-amplificatore-che-non.html

I PROGETTI

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...il rimanente 1%(o forse sololo 0.1%...)è tranquillamentericonducibile adun'applicazionesistematica diprecauzioni che sidevono prendere per”pararsi” dai problemidi compatibilitàelettromagnetica che,”ignoti” a tantiprogettisti di”audiofilerie”, lo eranoinvece assai di menoa chi progettava ecostruiva anche radio– e per la cronaca,radio che non eranoseconde a nessuno –per i quali il pensare aquesti aspetti anchenel progetto dielettroniche diversedai ricevitori era(ed è ancora oggi)una seconda natura.

2) Conservare una SVRR e una reie-zione generale ai disturbi significati-va anche in banda ultrasonica, alme-no fino all'inizio delle onde lunghe.

3) Ostacolare quanto più possibilela circolazione di segnali non inclusinel segnale di ingresso e soprattuttonon pertinenti alla banda audio al-meno per tutte le frequenze in cuil'amplificatore sia anche solo resi-dualmente attivo.

4) Curare quegli aspetti che nell'ali-mentazione di un circuito elettronicopossa costituire nei fatti una ”secondaporta” per segnali estranei alla bandaaudio. Da queste attenzioni, consegueanche la scelta del particolare tipo ditrasformatore adottato (Il cui dato sa-liente è quello di essere incastellato inuna struttura plastica che lo isola ma-gneticamente dal telaio, impedendoa questo di diventarne un ”lamierino”che, per la sua stessa foggia, finisce difatto per chiudere ”nel” trasformatorel'intero circuito alimentato).

Questo a giustificativo di almenoil 99% per cento delle prestazioni diquesta elettronica; il rimanente 1%(o forse solo lo 0.1%...) è tranquilla-mente riconducibile ad un'applica-zione abbastanza sistematica di pre-cauzioni che si devono prendere per”pararsi” dai problemi di compatibi-

lità elettromagnetica che, ”ignoti” atanti progettisti di ”audiofilerie”, loerano invece assai di meno a chi pro-gettava e costruiva anche radio – eper la cronaca, radio che non eranoseconde a nessuno – per i quali il pen-sare a questi aspetti anche nel pro-getto di elettroniche diverse dai rice-vitori era (ed è ancora oggi) una se-conda natura.

Ciò detto, questo amplificatorelascia trasparire da parecchi indiziche è stato concepito da un proget-tista magari non aggiornatissimo sul-le circuitazioni più ”in” ma tutt'altroche di primo pelo: un progettista chesapeva cosa significasse veramente”far suonare” un amplificatore e lometteva in pratica. Lascia anche tra-sparire, da diversi accorgimenti, cheè nato come sezione a bassa frequen-za di un radioricevitore di qualità pre-sumibilmente ”adeguata”: fin daglistadi di ingresso e fin dal collega-mento particolare usato per collega-re lo chassis (il famoso ”cilindretto”),così come nell'uso apparentemente”incongruo” (alle frequenze audio)di ferriti in varie parti del circuito, sievince che il progettista voleva siaproteggere il più possibile il circuitodalle interferenze RF, sia evitare, incaso di ”fallimento”, che una qua-lunque parte del circuito potesse tra-sformarsi in un rivelatore RF spurio.

Vista posteriore del Grundig V7000 – Le prese DIN per tuner, tape e uscite altoparlanti si affiancano qui alle più pratiche RCA per l’ingresso monitor/CD e phono MM

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Questo è anche lostadio che più di ognialtro caratterizza lastabilità dell'immaginesonora di tuttol'apparecchio:se polarizzaticorrettamente econ correnti di riposoadeguate (in questocaso 3 mA per stadio),”impongono” il lorosegnale con unastabilità ”naturale”propria che altri circuiti(operazionali collegatia voltage follower)ottengono solo in virtùdella retroazione,rappresentando inquesto caso un buonequivalente elettronicodel classico cannoneusato per ammazzarele mosche.

V7000 - SEZIONE DI INGRESSOE CONTROLLI

A lla pagina seguente è visibile loschema della sezione preampli-

ficatrice del V7000. Pur non essendocerto un campione di originalità o disofisticazione circuitale, presenta co-munque alcuni dettagli interessanti eche meritano di essere sottolineati.

Il primo tra questi è che sulle pre-se DIN del pannello posteriore, lamassa del segnale è sì collegata allamassa del circuito stampato a tuttele frequenze ma è anche collegata,PER LE SOLE ALTE FREQUENZE, allamassa del telaio attraverso i conden-satori ceramici da 1 nF, C4 e C5. So-no gli unici ingressi che godono diquesto trattamento particolare: tuttigli altri, compreso l'ingresso DIN Ta-pe II sul frontale, sono collegati allasola massa del circuito stampato.

Più avanti cercheremo di farceneuna ragione di questo differente trat-tamento; al momento va invece evi-denziata un'altra precauzione ”invi-sibile” ma efficace contro l'invasionedi RF attraverso gli ingressi: i cavi checollegano gli ingressi al selettore a ta-sti degli ingressi, essendo semprepreceduti da una resistenza di prote-zione da 2.2 kohm (presente su tuttigli ingressi ad esclusione del phonoMM), funzionano anche da filtri RC,con la ”C” costituita dalla capacitàparassita dei cavi. L'unico ingressoesente dal ”trucco”, il phono, è inve-ce protetto da una rete RC esplicita(R3 da 470 ohm e C10 da 100 pF suun canale, corrispondenti a R4 e C20sull'altro canale) che costituisce un fil-tro RF che taglia a partire da circa 3.4MHz e che probabilmente corrispon-de anche alla frequenza di taglio dei”filtri nascosti”, qualora si ipotizzi unaragionevole capacità parassita di cir-ca una ventina di pF per cavo.

A parte che per lo stadio phono(piuttosto scarno e trascurato ancheper gli standard dell'epoca e soprattut-to con costanti di tempo nella rete diequalizzazione che con quelle RIAAnon c'entrano nulla),1 il primo verostadio attivo incontrato dal segnale ècostituito dall'inseguitore di emettito-re T201 per il canale sinistro e T202per il canale destro (due BC550C ad

alto guadagno di corrente e alimentatiad una tensione sufficientemente altada rendere la distorsione di questo sta-dio ininfluente). Questo è anche lo sta-dio che più di ogni altro caratterizza lastabilità dell'immagine sonora di tuttol'apparecchio: se polarizzati corretta-mente e con correnti di riposo ade-guate (in questo caso 3 mA per sta-dio), ”impongono” il loro segnale conuna stabilità ”naturale” propria che al-tri circuiti (operazionali collegati a vol-tage follower) ottengono solo in virtùdella retroazione, rappresentando inquesto caso un buon equivalente elet-tronico del classico cannone usato perammazzare le mosche.

Lo stadio d’ingresso, supponen-do l'uso di transistori con Hfe al mi-nimo consentito dal gruppo di sele-zione (400 a 3 mA per il ”C”), ha unaimpedenza di ingresso di circa 250kohm, ovvero un non-problema perqualunque sorgente ad alto livelloprogettata con criterio.

L'impedenza di uscita dipende,com'è normale per gli inseguitori diemettitore, da quella della sorgente.Supponendo questa pari a 10 kohm(abbastanza prossima all'effettiva im-pedenza di uscita di molte sorgentinon bufferizzate com'è ad esempio,a bassa frequenza, quella dell'equa-lizzatore ”simil-RIAA” di questo stes-so amplificatore) ci ritroviamo unaimpedenza di uscita di Rs/Hfe =10.000/400 = 25 ohm a cui vannoaggiunti i circa 8-9 ohm che la giun-zione base emettitore pone in serieal segnale. Arrotondando a 35 ohmabbiamo una impedenza che, per ilcircuito che segue, è di fatto quelladi un generatore di tensione ideale.

Questo aspetto torna utile soprat-tutto in vista del fatto che, a valle diesso, seguono in un sol colpo ben trecircuiti passivi: i controlli di bilancia-mento, volume e loudness tutti in uncolpo solo; il progettista ha dotato lostadio di ingresso di un filo di muscolima non li ha certo lasciati a far nulla!

Un ultimo dettaglio su questo sta-dio: solitamente gli inseguitori diemettitore vengono lasciati funziona-re con la propria banda passante in-trinseca (che dipende in sostanza sol-tanto dalla FT e dall'impedenza della

Grundig V7000 – Lo schema della sezione preamplificatrice


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sorgente vista dal transistor usato – enel nostro caso, senza accorgimenti,significa ritrovarsi una banda passan-te di svariate decine di MHz, in totalecontrapposizione con i fini del pro-gettista e quanto mai pericolosa pro-prio con gli inseguitori di emettitore,che possono facilmente, e distrutti-vamente, trasformarsi in oscillatoriRF). In questo caso si è deciso intel-ligentemente per una limitazionedrastica della banda passante dellostadio: R208 e C204 sul canale sini-stro ed R212 e C205 sul destro (conR da 2.2 kohm e C da 1 nF) comin-ciano a tagliare senza tante storie acirca 70 kHz – in realtà a qualcosa dimeno perché a C si aggiunge in pa-rallelo la capacità di diffusione sullagiunzione base emettitore che è sem-pre di una certa importanza anche senon facilmente calcolabile a priori –e che, contrariamente alla capacitàbase-collettore, non viene purtroppoquasi mai precisata nei datasheet.

Passiamo a esaminare ora ciò cheviene dopo... soprattutto il loudnessche, più volte accusato di essere il ve-ro responsabile dell' ”effetto Grun-dig”, almeno in questo amplificatoreè innocente come un neonato:quando è inserito è inserito, quandoè disinserito è disinserito... fine dellastoria. O quasi.

In effetti l'inclusione/esclusionedel loudness riguarda solo la parteche influenza la risposta in frequenzadel controllo di volume mentre l'al-terazione dei livelli relativi alla posi-zione del volume indipendente dallafrequenza, rimane inserita a tutti glieffetti (si tratta delle resistenze R222ed R229 per il canale sinistro e cor-rispondenti R223 ed R231 per il de-stro che, da sole o in serie ai conden-satori C212 e C218 (C213 e C217per il canale destro). Personalmentelo ritengo un non-problema ma mipare giusto segnalarlo.

D'altra parte, a prescindere dallepreferenze loudness sì, loudness no,quello utilizzato da Grundig in quasitutte le sue elettroniche di un qualchepregio (anche non eccessivo, comepuò testimoniare il mio R300, un sin-toamplificatore che si può definiretranquillamente ”da cucina”), è de-

cisamente più sofisticato di quello ge-neralmente usato da altri costruttorie reca allo stesso tempo l'improntadella ”anzianità” del team di proget-tisti essendo, in effetti, nient'altro chei discendenti diretti dei ”contour con-trols” a tasti che megli anni sessantapopolavano i frontali di quasi tutti iradiogrammofoni a tubi – e il cui pre-gio commerciale era all'epoca stabi-lito proprio dalla più o meno ricca do-tazione di questi tasti ”magici”.

Usciti dal controllo di volume in-contriamo il secondo stadio attivo co-mune a tutti i segnali: un semplicestadio amplificatore per 15, inverten-te, ben polarizzato (sempre 3 mA perstadio) e fortemente degenerato sul-l'emettitore in modo da ridurre anchequi, come nello stadio precedente, ladistorsione a una pura questione ac-cademica (siamo, in presenza di se-gnali normali, a non più dello 0.05%,il tutto ottenuto ancora con un sin-golo stadio che, al pari dell'altro,l'unica cosa che chiede al mondo è diessere alimentato come si deve e dinon doversi sorbire segnali con am-piezze e ”dinamiche” irrealistiche.

All'uscita di questo stadio sonoconnessi direttamente i controlli di to-no che sono di tipo COMPLETAMEN-TE PASSIVO, particolarità che, se daun lato non consente grandi escursio-ni (ma le usa qualcuno poi?), dall'altroelimina alla radice (o quasi) il pericolodi autooscillazioni distruttive per i fi-nali che, più spesso di quanto si creda,hanno origine non nei finali ma inpreamplificatori eccessivamente ela-borati o non ben curati sotto il profilodella stabilità. Circuiti che, specie seinseriti nelle reti di retroazione, ”gio-cando” un po' troppo con le fasi re-lative dei segnali alle varie frequenzesono tutti dei potenziali killer di twee-ter e stadi finali. Questo già con i ”so-liti” controlli di tono, in special modose si comincia a chiedere roll-off va-riabili, tilt ampie capacità di escursio-ne dei controlli ecc. Chi scrive ha col-lezionato di persona qualche costoso”cadavere” per aver preteso la Lunadove la Luna non c’era!

Usciti dai controlli di tono tramitei condensatori C233 (sx) e C234 (dx)entriamo nel finale di potenza.

D'altra parte, aprescindere dallepreferenze loudness sì,loudness no, quelloutilizzato da Grundigin quasi tutte le sueelettroniche di unqualche pregio èdecisamente piùsofisticato di quellogeneralmente usatoda altri costruttori ereca allo stesso tempol'impronta della”anzianità” del teamdi progettisti essendo,in effetti, nient'altroche i discendenti direttidei ”contour controls”a tasti che megli annisessanta popolavanoi frontali di quasi tuttii radiogrammofoni atubi – e il cui pregiocommerciale eraall'epoca stabilitoproprio dalla più o meno ricca dotazionedi questi tasti ”magici”.


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ILfinale del V7000pur apparentementesimile a tanti altri,è in realtà, comerilevabile da diversiaspetti del suo schema,il risultato di una estesa”reinterpretazione” daparte del progettista dischemi e impostazionialtrimenti classici.Chi si è letto DouglasSelf può tranquillamentelasciarlo perdere: inquesto circuito nonvi è quasi nulla che sirichiami, sia pure antelitteram, al concetto di“blameless amplifier”propugnato da Selfstesso: semplicementeil progettista Grundig siè posto obiettivi deltutto diversi da quelliche si sarebbe postoSelf nel progettare unamplificatore.

V7000 - IL FINALE DI POTENZA

IL finale del V7000 pur apparen-temente simile a tanti altri, è in

realtà, come rilevabile da diversiaspetti del suo schema, è il risultatodi una estesa ”reinterpretazione” daparte del progettista di schemi e im-postazioni altrimenti classici. Chi siè letto Douglas Self può tranquilla-mente lasciarlo perdere: in questocircuito non vi è quasi nulla che si ri-chiami, sia pure ante litteram, alconcetto di ”blameless amplifier”propugnato da Self stesso: sempli-cemente il progettista Grundig si èposto obiettivi del tutto diversi daquelli che si sarebbe posto Self nelprogettare un amplificatore.

Cominciamo con lo stadio di in-gresso del finale, precisando subitoche ”lo stadio differenziale” ha in co-mune con i differenziali propriamen-te detti soltanto la forma grafica: inrealtà i due transistori del differenzia-le (T5-T9 per il canale sinistro e T6-T11 per il destro) costituiscono duestadi distinti, in cui il transistore di in-gresso funziona da inseguitore diemettitore che alimenta un transistorcollegato a base comune ”impro-pria”, perché sulla base di questa facapo la controreazione generale ditutto l'amplificatore. La virtù princi-pale del differenziale in questi circui-ti, quella di cancellare quasi integral-mente la dipendenza della transcon-duttanza dei transistori dalla loro cor-rente di collettore, va qui persa pra-ticamente per intero.

Il circuito attorno al transistore diingresso tradisce, ancora una volta,la preoccupazione del progettista neiconfronti della RF, su cui pone bendue paletti. Il primo è costituito daiceramici C30 e C40 da 10 pF, cheaiutati dall'impedenza equivalente diuscita ad alta frequenza della rete deitoni – di tipo passivo come già sot-tolineato che, riducendosi ad alta fre-quenza ad una rete di sole resistenze,può essere sommariamente valutata,con i potenziometri dei toni in posi-zione ”flat”, pari a circa 5 kohm.

Supponendo per comodità diconto che R57 ed R58 da 10 kohm

siano in parallelo rispettivamente aC30 e C40, otteniamo una impeden-za di sorgente equivalente vista daicondensatori pari a circa 3,3 kohm euna frequenza di taglio di circa 4,8MHz (in realtà qualcosa di meno, vi-sto che dopo R57 e R58 c'è ancoraun po' di roba che, anche se a questefrequenze il finale nel suo complessoè ormai fuori gioco, contribuisce asostenere ancora di qualcosa l’impe-denza di ingresso, anche se proba-bilmente non tale da far risultare suicondensatori più di 4 kohm totali,che abbasserebbe la frequenza di ta-glio a circa 4 MHz).

Il secondo paletto è invece costi-tuito dalla rete C23, C25 ed R64(C24, C26 ed R65 per il canale de-stro) che trasformano T5 (T6) in unasorta di filtro attivo di cui cercheremoora di stimarne le caratteristiche. Perfare questo dobbiamo calcolare ilguadagno in tensione dei due tran-sistori. In un collegamento a differen-ziale, anche quando non viene sfrut-tato come tale, il guadagno si calcolatenendo conto del fatto che l'impe-denza di ingresso in emettitore di untransistor costituisce la resistenza diemettitore verso massa per l'altro.Nel nostro caso questa ”resistenza”è costituita dalla somma degli inversidella transconduttanza dei due tran-sistori (cioè le loro Re interne) – i qua-li avendo volutamente correnti di ri-poso disuguali, esibiscono transcon-duttanze altrettanto disuguali, chevanno calcolate separatamente (laformula è quella classica: gm = Ic /26 mV, dove Ic è la corrente di col-lettore – di questa formula, interes-sandoci le resistenze, useremo peròla forma reciproca: Re = 26 mV / Ic).

La somma delle due Re ci porta auna Re virtuale totale di circa 200ohm; se con questa dividiamo la R dicarico totale vista dai collettore di T5e T6 otteniamo i loro guadagni in ten-sione. Il carico visto dal collettore diciascuno è costituito in pratica dal pa-rallelo di R64 (R65) con l'impedenzadi uscita interna del collettore 1/Hoe,rintracciabile sui datasheet e che aqueste correnti (0.35 mA per il tran-sistor su cui stiamo lavorando e 0.21mA per l'altro) vale tipicamente 40

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Grundig V7000 – Lo schema del finale di potenza


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Tra i concetti chesembrano guidarei passi del progettistadi questo amplificatoreuno sembra emergerneabbastanza chiaro edefinito: dove possibilela banda passante valimitata allo strettonecessario; nellafattispecie la massimabanda passante delprimo stadio è ridottaal passo di quella chepresumibilmente è lamassima bandapassante dello stadiofinale (che, per stadidi uscita a inseguitoredi emettitore, dipendemolto dal modo incui vengono pilotati:coppie come i BD203-204, di caratteristicheottime per l'epoca ediscrete ancora oggi,possono sottoopportune condizionieccedere il MHz dibanda passante,sia pure solomomentaneamente).

kohm. Che ci porta ad una resistenzadi carico effettiva di 8 kohm tondi che,divisa per i 200 ohm di Re totale tro-vati prima ci fornisce come guadagnoun altro numero tondo, 40.

A questo punto, chi sta guardandolo schema elettrico, si domanderà giu-stamente: ”guadagno 40 in tensioneper cosa, visto che dal collettore di T5e T6 il segnale non va da nessuna par-te?”. La risposta è: per funzionare damoltiplicatore di capacità, e precisa-mente di C23 e di C24 (più le capacitàbase collettore di T5 e T6 che grossomodo, per questo tipo di transistori,si aggirano attorno ai 2-3 pF a testa).In questo modo, i circa 7 pF totali pre-senti tra base e collettore di T5 e T6,si comportano come se fossero con-densatori da 7 x 40 = 280 pF. E' il fa-moso ”effetto Miller”, una gran rottu-ra ad alta frequenza e in RF che peròalle volte può essere usato a propriovantaggio. E questa è una di quelle an-che se, in tutta onestà, non mi è chiaroquale possa mai essere il vantaggio:per la rete di ingresso e per le frequen-ze di taglio scelte nei circuito, usare uncondensatore da 280 pF o uno che”appare” come tale, non cambia esat-tamente niente.

In ogni caso, arrangiato in questomodo, l'ingresso taglia le alte fre-quenze a partire da circa 38 kHz –supponendo per semplicità che inparallelo ai 280 pF trovati sopra fini-sca una resistenza equivalente di 15kohm composta da R57-R58 (10kohm) più la resistenza equivalentedella rete di toni in flat (circa 5 kohm)ma, dipendendo anche dal tasso diretroazione applicato all'amplificato-re, è possibile che sia anche consi-stentemente più alta. Ci torneremosopra più avanti. Quel che ora contasottolineare è che il moltiplicatore dicapacità in questo circuito è essostesso sottoposto a un limite di fre-quenza superiore: le resistenze di ca-rico equivalenti da 8 kohm sui collet-tori di T5 e T6 sono in parallelo coni condensatori C25 e C26 che im-pongono un taglio a -3 dB a circa600 kHz. Anche qui non sono pernulla chiare le ragioni che hannospinto il progettista a compiere que-ste scelte.

Filtrato e limitato in alta frequenza,il segnale fa nel bene e nel male il suoingresso nel finale vero e proprio, checomincia dall'emettitore di T9 (T11).Questo transistor ha per il resto delcircuito un guadagno effettivo diR69/Re, ovvero 2200/200 = 11 ma ilsuo collettore è in realtà caricato an-che da R68 da 3300 ohm che colle-gati in serie a R69, totalizza su 5500ohm un guadagno pari a 27,5. Que-sto guadagno più elevato di quello ef-fettivamente sfruttato, viene ancorauna volta utilizzato come moltiplica-tore della capacità tra base e colletto-re del transistor per limitarne la suastessa banda passante. la capacità fi-nale risulta essere pari a circa 69 pFche, in serie con R59 (R65), la più bas-sa resistenza (1.000 ohm) verso mas-sa che vede sulla base, definisce lamassima banda passante di T9-T11 –un discreto 2,3 MHz.

Tra i concetti che sembrano gui-dare i passi del progettista di questoamplificatore, uno sembra emerger-ne abbastanza chiaro e definito: do-ve possibile la banda passante va li-mitata allo stretto necessario; nellafattispecie la massima banda passan-te del primo stadio è ridotta al passodi quella che presumibilmente è lamassima banda passante dello stadiofinale (che, per stadi di uscita a inse-guitore di emettitore, dipende moltodal modo in cui vengono pilotati:coppie come i BD203-204, di carat-teristiche ottime per l'epoca e discre-te ancora oggi, possono sotto op-portune condizioni eccedere il MHzdi banda passante, sia pure solo mo-mentaneamente).

T9 e T11 amplificano rispettiva-mente il segnale sinistro e destro di11 volte prima di consegnarlo al co-siddetto ”VAS” – Voltage AmplifierStage che, come d'uso nella stragran-de maggioranza degli amplificatori atransistor moderni, si assume l'oneredi fornire quasi per intero tutto il gua-dagno ad anello aperto che verrà suc-cessivamente utilizzato per imposta-re la controreazione. Nel nostro casoil ”VAS” vero e proprio è costituito ri-spettivamente per i due canali sini-stro e destro dai transistori T12 e T13

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mentre quelli che ”normalmente”, invirtù della posizione che occupano,svolgerebbero il ruolo di ”VAS” (cioèT14 e T15) svolgono in questo casosolo il ruolo di (abbastanza) compli-cata interfaccia di pilotaggio per lostadio finale, il cui guadagno intrin-seco in tensione è pari a un misero 2– mentre la sua corrente di riposo,poco più di 12 mA, è quella che so-litamente deve avere lo stadio che pi-lota direttamente una cascata di in-seguitori di emettitore come quellausata in questo circuito.

Cerchiamo ora di capire comefunziona questo ”VAS” e se è valsa lapena complicarsi la vita con due sta-di anziché usarne uno solo. La strut-tura costruita attorno ai due BC557(T14 e T15) serve soprattutto a con-sentire di usare come drivers deitransistori che NON sono nati perquesta funzione ma che nondimenohanno caratteristiche che fanno de-cisamente comodo (nel nostro casoprincipalmente un alto guadagno incorrente e un suo andamento moltolineare con le correnti di polarizza-zione in uso).

La struttura scelta consente di uti-lizzare tali transistor in tutta sicurezzariducendo (dimezzandola in questocaso) l'escursione di tensione loro ri-chiesta e riducendo contemporanea-mente la loro dissipazione (che in que-sto caso viene limitata a livelli sicuri an-che per condizioni limite prolungate –ascolto in cuffia per esempio: se per ifinali è un riposo lavorare quasi in as-senza di carico sull'uscita, per il VAS va-le esattamente il contrario!).

Il trucco impiegato – doppio bo-otstrap verso entrambe le polarità dialimentazione, intelligente ma nonparticolarmente nuovo,2 è stato di re-cente ”recuperato” anche da AnalogDevices come stratagemma per uti-lizzare i propri Op-Amps per ottenere– con le dovute attenzioni – escursio-ni di tensione in uscita superiori ai li-miti consentiti imposti dalla loro mas-sima tensione di alimentazione.

Nondimeno è una scelta che tra-disce anche l'anzianità del progettodi V7000, la cui data di nascita realeè sicuramente anteriore all'immissio-ne in commercio di transistor drivers

decenti come la serie BC301-304 o èquantomeno anteriore ad una stabi-lizzazione a livelli ragionevoli dei loroprezzi di vendita. Il fatto che poi lostesso progetto sia stato ”rinfrescato”con l'utilizzo di semiconduttori diproduzione più recente (ed econo-mica) rispetto a quella che si può sup-porre utilizzata in origine, non cam-bia un granché la situazione.

La struttura di interfaccia tra VAS estadio finale qui descritta si ”affaccia”a T12 e T13 apparendo a questi comeun carico a corrente costante o, cometipico di questo utilizzo della tecnicabootstrap, come uno pseudo genera-tore di corrente costante, con impe-denza di uscita molto elevata e tale danon costituire un fattore significativonella definizione del massimo guada-gno in tensione intrinseco del VAS,che appare in questo caso interamen-te determinato dall'inverso di Hoe deiBC547 utilizzati per T12 e T13.3

Il che, se da una parte può farstorcere il nasco a qualche purista,dall'altra consegue un ottimo risulta-to, assai più decisivo della linearità fi-ne a se stessa: le distorsioni e la tim-brica dell'amplificatore sono real-mente indipendenti dalle condizionidi lavoro dello stadio finale vero eproprio e dal carico che vi è collega-to. Detto in altro modo, quale che siail tipo di diffusore collegato, l'ampli-ficatore tenderà per parte sua a suo-nare allo stesso modo con tutti quan-ti, la prima delle regole che occorrerispettare per ottenere un amplifica-tore ben suonante.

A questo punto possiamo final-mente definire, con l'aiuto del da-tasheet del BC547, il guadagno in-trinseco di questo VAS. Innanzituttorecuperiamo la corrente di colletto-re di T12 e T13: dalla tensione pre-sente sulle resistenze R82 ed R85(da 10 kohm) ricaviamo un bel 0,43mA a cui corrisponde una Re virtua-le di 60 ohm (notare come modesticambiamenti delle correnti di cor-rettore portino a variazioni notevolidi questo parametro: è questo unproblema intrinseco alla fisica deitransistor bipolari, compensabilema non eliminabile – ed è anche il

... consegue un ottimorisultato, assai piùdecisivo della linearitàfine a se stessa:le distorsioni ela timbricadell'amplificatore sonorealmente indipendentidalle condizioni dilavoro dello stadiofinale vero e proprio edal carico che vi ècollegato. Detto inaltro modo, quale chesia il tipo di diffusorecollegato, l'amplificatoretenderà per parte suaa suonare allo stessomodo con tutti quanti,la prima delle regoleche occorre rispettareper ottenere unamplificatore bensuonante.


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Di questoamplificatore si puòdire tutto tranneche sia a bassacontroreazione esarebbe da farascoltare a coloroche hanno in orrorela retroazione nonfosse altro che per farcapire che, forse, iproblemi stanno daun'altra parte e nonnella controreazionein quanto tale...

motivo di fondo per cui uno stadiodifferenziale che non abbia le cor-renti di riposo uguali, come è nelnostro caso, dal punto di vista dellalinearità è sostanzialmente un diffe-renziale sprecato).

Per calcolare il guadagno intrin-seco ci serve, oltre alla Re virtuale delBC547 anche la sua Hoe effettiva-mente esibita in questo circuito che,a causa della presenza di R69 (R71)da 2,2 kohm connessa tra base edemettitore, tende a diminuire (cioè,inversamente, aumenta l'impeden-za di uscita di T12 e 13) di un quan-titativo che va definito con qualchecalcolo. A tal proposito occorre te-ner conto che Hoe è composto didue termini, uno controllato dallatensione collettore emettitore cherappresenta in sostanza il cosiddetto”effetto Early”, e un altro controllatodalla retroazione interna al transistor(rappresentata dal parametro Hre).Le variazioni del primo termine di-vengono importanti solo con cor-renti e tensioni di alimentazioneconsistenti e in genere precorronoun fenomeno autodistruttivo nei bi-polari chiamato ”valanga seconda-ria” (second breakdown): nel nostrocaso possiamo considerarlo costan-te. Il secondo termine invece dipen-de, oltre che dalla corrente di pola-rizzazione, anche dall'impedenzache il transistor ”sente” tra base edemettitore: più è bassa e più il termi-ne si riduce fin quasi ad annullarsi (il”quasi” è costituito dalla resistenzaintrinseca di base – rbb – che impe-disce al transistore di vedere tra labase e l'emettitore un'impedenzapari a zero. Tale resistenza, per i tran-sistor che stiamo trattando, varia trai 150 e i 200 ohm e caratterizza an-che il minimo rumore intrinseco ot-tenibile dal dispositivo).

In sintesi: supponendo assenteogni resistenza tra base ed emettito-re, l'inverso di Hoe corrisponde, a0.43 mA di Ic, a circa 60 kohm, com-posti da una componente ”fissa” pa-ri a 165 kohm e una componente va-riabile governata da Hre pari a 93,25kohm. Poiché inserendo una resi-stenza tra base ed emettitore cambiaproprio il valore di Hre, cambierà di

conseguenza anche quello della suacontrollata. Vediamo ora come.

In assenza di resistenze esterne trabase ed emettitore, ciò che il transi-stor ”sente” è la sola Hie intrinseca,che definisce anche il valore di Hre(Hie, nel nostro caso, vale circa 15kohm). Aggiungendo una resistenzaesterna, questa va evidentemente acollegarsi IN PARALLELO alla prima,abbassando il valore della resistenzaequivalente ”sentita” dal transistor (enel nostro caso non è mica una bottada poco, visto che si passa da circa 15kohm a poco più di 1,9 kohm!).

Risparmiandovi qualche conto:Hre passa dal valore originale di6,5/10.000 al valore in circuito di cir-ca 0.83/10.000 che a sua volta cam-bia la componente da essa controlla-ta di Ro da 93.25 kohm a circa 725kohm, passando da componentemaggioritaria a minoritaria. Questacomponente, posta in parallelo allacomponente ”early” da 165 kohmconduce ad una impedenza di uscitaeffettiva di T12 e T13 pari a circa 134kohm, su cui la transconduttanza deldispositivo (cioè l'inverso di Re virtua-le trovato prima) svilupperà L'interoguadagno in tensione dello stadio2-3.

Tenetevi forte: il quadagno in ten-sione di questo unico stadio è pari2233, che arrotondiamo per prudenzaa 2200 e che moltiplichiamo per gli al-tri due quadagni in tensione di questofinale, 11 e 2, ricavando il guadagnototale ad anello aperto – un fiammanteguadagno di tensione di 48.400 cor-rispondenti a circa 94 dB.4

Di questo amplificatore si può di-re tutto tranne che sia a bassa con-troreazione e sarebbe da far ascoltarea coloro che hanno in orrore la re-troazione non fosse altro che per farcapire che, forse, i problemi stannoda un'altra parte e non nella contro-reazione in quanto tale...

T12 e T13. oltre a contribuire pergran parte del guadagno in tensionedell'amplificatore, definiscono pereffetto Miller anche la sua massimabanda passante ad anello aperto. Elo definiscono unicamente in base al-la propria capacità base-collettore,

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fatto che fa sorgere alcune perples-sità visto che, esistendo una precisadipendenza tra capacità della giun-zione base-collettore e la sua tensio-ne, emerge la possibilità (solo in par-te scongiurata dal fatto che viene di-mezzata dal circuito seguente) diuna banda passante dipendente dal-l'escursione in tensione del VAS...Una cosa non proprio bellissima cheva ad aggravare le conseguenze del-le distorsioni da “effetto varactor”,specifico dei semiconduttori basatisu giunzioni.

In ogni caso, prendendo per buo-ni e stabili i 2 pF di Cbc che il mio da-tasheet accredita in queste condizio-ni di lavoro al BC547, la banda pas-sante ad anello aperto equivale allafrequenza di taglio della rete costitui-ta da R69 (R71) con in parallelo unacapacità virtuale pari alla Cbc molti-plicato per il guadagno del VAS, ov-vero una discreta sberla pari a 4,4 nFcirca, da cui sortisce un fiammante16.5 kHz.5

A questo punto si può sicuramen-te azzardare che il progettista eraperlomeno al corrente delle tesi delsignor Matti Otala e ne avesse benmasticato e digerito il contenuto, an-dando pure oltre quando gli serviva.Questo giustifica anche alcuni fu-nambolismi e l'adozione di uno sche-ma ”insolito” per conseguire i suoiobiettivi: semplicemente perché unoschema normale, alla ”Self”, con unabanda passante ad anello aperto diquesto genere esploderebbe al mo-mento dell'accensione.

Diventano a questo chiare le ra-gioni di tutte le attenzioni al limitareil passaggio alle altissime frequenzee pure l'uso apparentemente incon-gruo di ferriti in alcuni punti del cir-cuito del finale: con bande passantiche, una volta chiuso l'anello di re-troazione, possono ”sfondare” ilMHz, tali precauzioni sono assoluta-mente indispensabili.

Ora che abbiamo tutti gli elemen-ti per farlo, possiamo finalmente va-lutare il comportamento dell'ampli-ficatore ad anello chiuso. Come sta-bilito prima, l'amplificatore guada-gna 94 dB ad anello aperto, che è in

assoluto un valore piuttosto elevatoe abbastanza prossimo a quello dimolti operazionali integrati. Il guada-gno ad anello chiuso invece è stabi-lito dal rapporto tra le resistenze R75(R77) da 47 kohm ed R59 (R63), ilquale risulta pari a Av = 1+(47k/1k) =48, ovvero circa 34 dB che, sottrattiai 94 trovati in precedenza portanoad un 60 dB tondo di guadagno dianello, ovvero 1.000 volte).6

Questo fattore è quello che il cir-cuito usa al suo interno per ”spiana-re” ogni genere di irregolarità, com-presi i residui di distorsione di incro-cio e i ronzii presenti sulle linee di ali-mentazione, gli unici elementi adaver davvero bisogno di una padel-lata in testa di questa entità. Tutto ilresto ovviamente se ne giova ma al-meno per un fattore, la banda pas-sante, Sant'Antonio ha come al solitoesagerato: lasciato allo stato brado labanda passante dell'amplificatoredopo lo stadio di ingresso sarebbe unbrillante quanto pericoloso 16 MHz,ovvero un qualcosa che, se il segnalefosse prelevato dai piloti BC637 eBC638, anziché dagli emettitori deimolto più lenti BD203 e BD204, fa-rebbe assomigliare questo amplifica-tore più a uno stadio video che a unostadio audio. E poiché questo non è,vanno presi dei provvedimenti, ov-vero inserite compensazioni che ri-portino la banda passante a livelli ra-gionevoli. Vediamo quali sono e qua-li tagli attuano.

La prima di queste, ancora fuoridall'anello di retroazione, è costituitadalla capacità C35 (C36 per l'altrocanale) da 33 nF che, insieme al pa-rallelo di R94 ed R107 (R104 edR108) costituiscono un secondo ta-glio che, a partire da circa 44 kHz, facalare il guadagno aperto non più di20 dB per decade ma di ben 40 dBper decade, fatto che riduce la bandapassante ad anello chiuso da oltre 16MHz al molto più ragionevole1 MHz circa. Il tutto però comportala penalità di ridurre il margine di sta-bilità al di sopra dei 40 kHz con laconseguente necessità di verificareche, a queste frequenze, i moduli egli argomenti dell'impedenza dei dif-fusori siano quanto più possibili tran-

A questo punto si puòsicuramente azzardareche progettista eraperlomeno al correntedelle tesi del signorMatti Otala e neavesse ben masticato edigerito il contenuto,andando pure oltrequando gli serviva.Questo giustificaanche alcunifunambolismi el'adozione di unoschema ”insolito”per conseguire i suoiobiettivi:semplicemente perchéuno schema normale,alla ”Self”, con unabanda passante adanello aperto di questogenere esploderebbeal momentodell'accensione.


I PROGETTI

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Questa è sia unaprecauzione salutarein sé (tutte le uscite diun sistema sottoretroazione sono allostesso tempo anchedegli ingressi impropri,cosa di cui va tenutoconto quando ilsistema esce dallabanda passante“protetta” dallaretroazione stessa),sia una precauzioneobbligata propriodall’inusuale bandapassante intrinseca delfinale che, lasciato a séstesso, tenderebbe adiventare facilmenteinstabile nei casi in cuisi venisse trovare alavorare su carichielettricamente “vivi” afrequenze ultrasonicheo addirittura nel campodelle onde lunghe.

quilli. Significa anche che è vietatis-simo rimuovere la rete di Zobel sul-l'uscita (sia la parte induttiva chequella capacitiva): in questo caso l'il-lusione di far ”suonare” meglio l'am-plificatore si ritorcerebbe in un tut-t'altro che illusorio ”fumare meglio”da parte dello stadio finale. Uomoavvisato... anche per quanto riguar-da cavi pitonati e simili: il cavo deveessere il cavo più normale del mon-do, con resistenza, capacità e indut-tanza distribuite quanto più ridottepossibili soprattutto al di sopra dellabanda audio.

Oltre all'impiego della compen-sazione a doppia pendenza (che te-stimonia indirettamente quanto ilprogettista fosse, ”Matusalemme” ono, un signor progettista), vi sono al-tre due compensazioni di rifiniturache contribuiscono a ”rabbonire” ul-teriormente i pericoli di instabilità delcircuito: una locale su T14 e T15 euna generale inserita in controrea-zione semigenerale (vedremo tra po-co il motivo del ”semi”).

C37 ed R87 (C38 ed R93) svolgo-no sulla giunzione base-collettore diT14 e T15, insieme alle resistenzeR81 (R84), lo stesso lavoro che fannole ferriti in serie agli emettitori di T19e T21 (T22 e T23): impediscono aquesti transistori di mettersi ad oscil-lare per conto loro. Ciò viene ottenu-to limitando progressivamente alcrescere della frequenza il guadagnointerno dello stadio a partire da circa4 kHz fino ad arrivare ad un minimo(inferiore all'unità) alla frequenza di3.4 MHz (cifre da prendere con il be-neficio del dubbio perché il funzio-namento di questo stadio non mi èproprio chiarissimo).

Infine, l'ultima compensazioneagisce all'interno della rete di contro-reazione, escludendo intelligente-mente da essa lo stadio di uscita, chealle altissime frequenze provoche-rebbe solo problemi. Essa è compo-sta dalla rete C33 ed R78 (C34 edR79) che definiscono il roll-off ad altafrequenza, con la retroazione appli-cata, dell'amplificatore così come loabbiamo in precedenza definito apartire da T9 (T11). Il roll-off inizia acirca 332 kHz e si ferma, grazie all'in-tervento di R78 (R79) a circa 3,4MHz, quasi esattamente una decadedi frequenze più sopra.

Riguardo quest’ultimo punto valela pena di spendere due parole suicondensatori da 2,2 nF posti in pa-rallelo all'uscita cuffia e all'uscita al-toparlanti: questi condensatori no-nostante siano sull'uscita sono a pro-tezione nei confronti di quel che puòentrare (principalmente interferen-ze) nell'amplificatore attraverso que-ste prese e andare a pasticciare, at-traverso la sua controreazione, sullastabilità del finale.

Questa è in effetti sia una precau-zione salutare in sé (tutte le uscite diun sistema sotto retroazione sono al-lo stesso tempo anche degli ingressiimpropri, cosa di cui va tenuto contoquando il sistema esce dalla bandapassante “protetta” dalla retroazio-ne stessa), sia una precauzione ob-bligata proprio dall’inusuale bandapassante intrinseca del finale che, la-sciato a sé stesso, tenderebbe a di-ventare facilmente instabile in tuttele situazioni in cui si dovesse trovarea lavorare su carichi elettricamenteancora “vivi” a frequenze ultrasoni-che o addirittura già entro il campodelle onde lunghe.

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V7000 - LE ALIMENTAZIONIL'alimentatore di questo apparec-

chio, apparentemente banale e sicu-ramente tutt'altro che rivoluzionario,ha tuttavia alcune peculiarità chemeritano di essere commentate. Deltrasformatore a doppia colonna che,come prestazioni, rappresenta unpo' il ”nonno” dei toroidali, oggi usa-ti fin sopra i capelli ma allora costo-sissimi, si può solo dire che è un buontrasformatore, correttamente di-mensionato per fornire senza proble-mi le correnti che servono all'ampli-ficatore (che è concepito per lavora-re su 4 ohm). Fine della storia.

La vera storia incomincia dal la-yout sullo stampato. Anche se sulloschema elettrico non è molto evi-dente, sulla piastra del circuito stam-pato vi sono, tra gli attacchi per i cavidel trasformatore e l'ingresso delponte rettificatore, due sezioni bendistinte di filtraggio disturbi di cui laprima include pure i lunghi tratti di

circuito stampato che la colleganoalla seconda (e all'ingresso del rad-drizzatore).

È in questa sezione che si trova ilfamoso ”cilindretto” che collegaelettricamente il telaio alla massa dicircuito stampato, confermandoche, nel contesto, il telaio è conside-rato un componente ad alta frequen-za, che con la bassa frequenza nondeve avere direttamente nulla a chespartire.

Questa prima sezione, preceden-te i tratti di stampato che la collega-no al raddrizzatore, collega le fasi at-tive del trasformatore alla massa deltelaio attraverso condensatori cera-mici che, per il loro valore (8,2 nF –si tratta di C56, C57 e C58), possonoessere efficaci solo a radiofrequenza.Lo stesso discorso vale per i tratti distampato verso il raddrizzatore chesono a tutti gli effetti piccole indut-tanze di filtro solo apparentemente”parassite” ma in realtà volute e ”co-struite” ad hoc dal progettista.

È in questa sezioneche si trova il famoso”cilindretto” checollega elettricamenteil telaio alla massadi circuito stampato,confermando che,nel contesto, il telaioè considerato uncomponente ad altafrequenza, che conla bassa frequenzanon deve averedirettamente nullaa che spartire.

Grundig V7000 – La sezione alimentatrice del finale e, racchiuso nell’area verde chiaro, del preamplificatore


I PROGETTI

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Con tutta probabilitàla relativatrascuratezza con cuiil progettista sembraaver trattato ilpreamplificatorerispetto al problemadelle alte frequenzeè dovuto alla fiducianella qualità di questopiccolo alimentatore:un altro segnale cheil misterioso problematemuto dai progettistiGrundig viaggiaproprio sulle lineedi alimentazionedei circuiti.

L'alimentatore torna ad essere”normale” a partire dai condensatoriC51 e C52 da 0,15 uF che sono deinormali condensatori di snubber usa-ti per ”rallentare” i rettificatori e di-minuire l'ampiezza dei disturbi da essigenerati durante la commutazione.Dopo il rettificatore seguono i dueERO da 10.000 uF che, livellando glioltre (oggi, con la rete a 230 Volt)18+18 Volt RMS rettificati, provvedo-no ad alimentare i finali con 25+25Volt continui. Dando per scontatoche il trasformatore non si sieda, l'ali-mentatore dovrebbe essere in grado,con i condensatori di livellamento dicui è equipaggiato e con i finali ero-ganti piena potenza su entrambi i ca-nali, di mantenere il ripple contenu-to, su ciascun ramo di alimentazione,entro 1 Volt picco-picco.

Un buonissimo risultato, che perònon deve far dimenticare i limiti ditenuta di questo apparecchio: puressendo capace all'occorrenza di ti-rar fuori dei buoni colpi di reni, è e ri-mane un amplificatore nato per untranquillo utilizzo casalingo: se aqualcuno gli gira l'uzzolo di utilizzar-lo come amplificatore da festa opseudo-discoteca casalinga, mettain conto anche una più che probabi-le fumata. Infine, l'alimentatore delfinale lo è anche del vu-meter a LEDe della circuiteria associata (LM358prima di tutto).

Se l'alimentatore per il finale è apartire dal rettificatore un normalealimentatore, lo stesso non si puòproprio dire dell'alimentatore per ilpreamplificatore. In questo casoD18, D19 (1N4007) e i due conden-satori C53 e C54 (220 uF ciascuno,anche se di differente tensione di la-voro) realizzano un duplicatore ditensione che porta ad avere, dopo al-cuni cicli di avvio, circa 67-68 Volt(con 230 Volt di rete: con i vintage vasempre tenuto conto che sono natiin un'epoca in cui l'unificazione delletensioni di rete europee era ancora dilà da venire e questo potrebbe com-portare qualche problema al mo-mento della riaccensione – spesso so-lo qualche lampadina bruciata... mapuò succedere di peggio con appa-recchi già ”tirati” per conto loro).

Questi 68 Volt vengono filtrati estabilizzati a circa 35-36 volt dalla re-te composta da R132, R134 ed R137,dai condensatori C47 e C55 e dallozener da 36 Volt D17 e bufferizzatoda T28 (BD825) attraverso R131.Questo circuito può sembrare pocacosa per alimentare un preamplifica-tore ma in realtà, per quello che in-teressa veramente in campo audio(la pulizia dai disturbi) fornisce pre-stazioni confrontabili con quelle deiregolatori integrati e soprattutto finoad alta frequenza, ben oltre la bandaaudio. Con tutta probabilità la rela-tiva trascuratezza con cui il progetti-sta sembra aver trattato il preampli-ficatore rispetto al problema delle al-te frequenze è dovuto alla fiducianella qualità di questo piccolo ali-mentatore: un altro segnale che ilmisterioso problema temuto dai pro-gettisti Grundig viaggia proprio sullelinee di alimentazione dei circuiti.

Proviamo a trovare i ”numeri” diquesto stabilizzatore – filtratore ditensione. Anzitutto va precisato che,ai fini del ripple, un duplicatore ditensione e mezza semionda va con-siderato come un circuito che funzio-na a 25 Hz anziché ai 50 Hz di un ret-tificatore a semionda normale. Que-sto perché i duplicatori di tensionesono da considerarsi vere e proprie”catene di secchi” di tensione chevengono riversati in modo da som-mare le cariche dal primo all'ultimocondensatore. Il riversamento avvie-ne a frequenza di rete (che va in ognicaso filtrata) mentre il culmine delriempimento lo si raggiunge dopoun tempo pari al ciclo di rete molti-plicato per il numero di volte in cuiviene incrementata la tensione (nelnostro caso due).

La prima cella di filtro è costituitada R134 da 3,9 kohm e da C55 da 47uF, questa cella attenua i 25 Hz di3.900/135.5, quasi 29 volte (che cor-risponde all'incirca proprio a 29 dB).A questo segue il filtraggio della se-conda cella (indipendente dalla fre-quenza) operato da R137 da 1 kohme dallo zener da 36 Volt ZPD36. Percapire quanto filtra ci serve saperequanta corrente scorre attraverso lo

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zener, in modo da poter rintracciarela sua resistenza dinamica.

La corrente è presto trovata:(67-36)Volt/(3,9+1)kohm = 6.3 mAcirca, a cui togliamo quasi un mA dadestinare per il pilotaggio di T28 e citeniamo 5.5 mA per tenere acceso lozener. I datasheet non brillano moltoper chiarezza; tuttavia una valutazio-ne spannometrica sui grafici è possi-bile farla, ottenendo per la resistenzadinamica di questo zener un valoredi circa 30-35 ohm. Ci prendiamoper prudenza il più alto, ottenendo,per l'attenuazione del ripple un valo-re pari a R137/Rz = 1000/35 = 28.6che arrotondiamo a 29, che corri-spondono, come prima, a 29 dB chesommati a quelli ottenuti ci danno58 dB. Non malaccio, tenendo contoche abbiamo ancora un'altra cellacomposta da R132 (1 kohm) e C47(47 uF) che, a 25 Hz, attenua di unaltro 1000/135.5 = 7.4 circa, corri-spondenti ad una manciatina di dB(17 dB circa) che portano il nostrobottino a ben 75 dB di SVR (a 25 Hz,quindi ben suscettibile di aumentaresalendo in frequenza), direttamenteconfrontabile con quello del solo7805, mentre gli altri peggiorano alsalire della tensione di lavoro). Ungran bel risultato. tenendo conto che25 anni fa gli IC integrati regolatoridi tensione ancora non li regalavanoo quasi come si fa oggi.

Abbiamo a questo punto tutti glielementi per stimare il ronzio presen-te su C54 da 220 uF. Per far questodobbiamo sommare le correnti con-sumate dallo stabilizzatore stesso equelle dal preamplificatore alimen-tato da questo stesso stabilizzatore.Il consumo totale del pre possiamostimarlo in circa 35 mA massimi perentrambi i canali in funzione, mentrela rete di filtro a zener e polarizzazio-ne di T28 sappiamo consumare 6,3mA che portano il totale 41,3... chearrotondiamo per scrupolo a 45 mA.Con qualche calcolo che vi rispar-mio, salta fuori che l'impedenza del-l'alimentatore ai capi di C54, a 25 Hz,corrisponde suppergiu a circa 20ohm, che moltiplicati per i 45 mA diassorbimento forniscono un bel 0,9Volt picco-picco che, dopo essere

stati massacrati dai 75 dB di SVR tro-vati prima ci danno circa 160 micro-volt picco, picco... assolutamente unnon-problema, soprattutto se si tie-ne conto del fatto che ciascuna se-zione del preamplificatore ha sueproprie celle di filtro che attenuanoil ripple di altre 5-10 volte.

Un discorso a parte va fatto peròper lo stadio phono che, già abba-stanza malconcio di suo, appare unpo' esposto anche sotto il profilo delSVR, con un ronzio di fondo che, inassenza di segnale, è probabilmenteben udibile anche se al momentonon saprei proprio stimare quanto.

QUALCHE CONCLUSIONEAlla fine di questa lunga carrellata

di conti, vale la pena di fare un po' ilpunto della situazione per cercare dicapire qualcosa delle idee che frulla-vano in testa ai progettisti che lavo-ravano in Grundig. Ripercorrendol'esame di questo stadio finale si hala netta impressione che si siano vo-luti perseguire tre obiettivi: 1) ampli-ficare il segnale audio (ovviamente!),2) ”zittire” attivamente tutte le inter-ferenze che avrebbero potuto cor-rompere il segnale nel campo che vadai 40 kHz ad almeno 600 kHz, 3)rendere il circuito sordo a tutti i se-gnali superiori a qualche MHz.

Comunque sia, sino a questa fre-quenza è permesso che la controrea-zione aiuti a rendere l'apparecchiosordo alle interferenze; oltre essa vie-ne invece annullata e l'onere di sop-primere i segnali al di sopra, grossomodo, dei 3-5 MHz è lasciato a ca-rico dei singoli stadi del circuito.

È interessante notare come il pre-amplificatore, ridotto all'osso ma so-prattutto provvisto di una alimenta-zione stabilizzata, differentementedal finale abbia goduto solo di atten-zioni minime rispetto alle possibili”invasioni” di segnali ultrasonici oRF. Di fatto, a parte rafforzare laschermatura per gli ingressi a cuipossa eventualmente essere collega-to un tuner, e a parte il filtro di in-gresso a circa 50-70 kHz posto all'in-gresso del primo stadio, non si può

Alla fine di questalunga carrellata diconti vale la pena difare un po' il puntodella situazione percercare di capirequalcosa delle ideeche frullavano in testaai progettisti chelavoravano in Grundig.Ripercorrendo l'esamedi questo stadio finalesi ha la nettaimpressione che sisiano voluti perseguiretre obiettivi:1) amplificareil segnale audio(ovviamente!),2) ”zittire”attivamente tuttele interferenze cheavrebbero potutocorrompere il segnalenel campo che va dai40 kHz ad almeno600 kHz,3) rendere il circuitosordo a tutti i segnalisuperiori a qualcheMHz.

dire che, per la parte pre del V7000in Grundig ci abbiano sacrificato ilbene del sonno, anzi!.

Veniamo allo stadio finale che, inun certo qual modo, è in realtà ”dop-pio”: vi è lo stadio finale ”normale”che funziona con il segnale audio fin-ché questo c'è e vi è la coppia di dri-ver (i BC637 e BC638 che altri nonsono che i noti BD137 e BD138 rein-capsulati in un altro case) che invecetende a funzionare come stadio fina-le ”ad alta frequenza” in grado di as-

sicurare uan SVRR a frequenze ultra-soniche relativamente più consisten-te di quanto non sia ottenibile nellastessa banda di frequenze su altri fi-nali più convenzionali Per il resto lostadio finale è senza storia né gloria;è soltanto uno dei tanti simmetriacomplementare che si potevano fareallora come oggi scegliendo, traquelli economici, i transistori miglioriche riusciva a passare il convento.

Piercarlo Boletti(aggiornato al 10 novembre 2012)


I PROGETTI

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1Sullo stadio phono del V7000 ho avuto mo-do, in risposta al commento di un lettore, di

precisare alcuni aspetti che in effetti ne denun-ciano, per dire il meno, la sciatteria con cui èstato progettato, quasi ”tanto per mettercelo”.Ne riporto qui la parte tecnicamente più signi-ficativa:

«Suonare bene SOGGETTIVAMENTE non vuol di-re anche lavorare bene OGGETTIVAMENTE. L'equa-lizzazione dello stadio phono deve, se vuole esserefatta con il rigore che meriterebbe, includere alcuneben definite costanti di tempo (standardizzate neglianni 60 dalla RIAA, con qualche ritocco secondarioapportato nei decenni seguenti) che, se rispettate,permettono di equalizzare specularmente le equa-lizzazioni apportate in sede di incisione, ottenendocosì una risposta in frequenza le cui non linearitàresidue dipendono unicamente dalla qualità dellatestina di lettura.

Nel V7000, come in altri apparecchi adottanticircuiti phono così (mal)ridotti all'osso, non soloquesto non viene conseguito ma è anche impossi-bile farlo correttamente sull'intera banda audio(principalmente perché la rete di equalizzazione di-pende troppo, all'estremo basso della banda audio,dalle impedenze interne dei transistori).

Lo standard RIAA specifica tre costanti di tempoprincipali, tassative, più altre due opzionali di adat-tamento (di cui una, molto recente, in realtà attivasolo in banda ultrasonica). Le costanti ”obbligatorie”sono 3180 microsecondi (50 Hz), 318 microsecondi(500 Hz) e 75 microsecondi (2120 Hz circa).

Nel V7000 la situazione è invece la seguente: laprima costante non è realmente determinabile inquanto dipendente dai parametri reali di lavoro deitransistor (ma è anche, per fortuna, la meno in-fluente sulla riproduzione); la seconda corrispondea 221 microsecondi (720 Hz) mentre la terza vale84.6 microsecondi (1880 Hz), differenze rispetto aivalori standard che comportano delle enfasi benmarcate della risposta in frequenza risultante che,con tutta probabilità, sono le vere responsabili digran parte della piacevolezza soggettiva della ri-produzione.

Questi scostamenti infatti finiscono per esaltaredi circa 3-4 dB la risposta alle basse frequenze ri-spetto alle medie e, allo stesso tempo, attenuaredella stessa quantità quelle ad alta frequenza – difatto inserendo una sorta di ”controllo di tono fan-tasma” con i bassi regolati a una tacca in più rispet-to alla posizione neutra e gli alti regolati invece auna tacca in meno».

2Come ho avuto modo di apprendere suc-cessivamente alla stesura originale di questo

articolo, queste soluzioni circuitali, negli annisessanta e settanta, quando ancora non eranodisponibili transistori che fossero allo stessotempo ad alta tensione e ad alta sensibilità era-no molto usate da diversi costruttori europei.Tra questi anche Revox, come riportato da Die-go Nardi nella sua recensione sull’amplificatoreA50 - Costruire Hi-Fi, n. 158, giugno 2012.

3Su questo punto, tra le risposte sollecitatedai commenti di un lettore, è riportata una

precisazione-correzione che merita di essere quiriportata integralmente:

Luigi – «Un amico che di elettronica ne capiscepiù di me mi faceva notare una cosa, tu scrivi:”La struttura di interfaccia tra VAS e stadio finaledescritta adesso si ”affaccia” a T12 e T13 appa-rendo a questi come un carico a corrente costan-te o, come tipico di questo utilizzo della tecnicabootstrap, come uno pseudo generatore di cor-rente costante”. E qui sorgono i dubbi: per simu-lare un generatore di corrente costante il segnaleriportato dal bootstrap dovrebbe essere in fasema in questo caso sull'emettitore del T14(T15)viene riportato un segnale in controfase! Stoprendendo un abbaglio?»

Piercarlo – «No, non hai preso un abbaglio; l'hoinvece preso io confondendo due tipi diversi dibootstrap! Quello sull'emettitore di T14-T15 nonserve a far comportare questi come dei genera-tori di corrente (a questa funzione ci pensa giàil bootstrap connesso al collettore di questi tran-sistori) ma più semplicemente a ridurre la loroescursione in tensione e quindi la loro dissipazio-ne e i rischi di finire in valanga secondaria. Il tut-to, evidentemente, perché all'epoca del progettoarrangiare un transistor di segnale in modo chesupplisse alle funzioni di un driver di media po-tenza (e con più alta Vce) anziché impiegare di-rettamente quest’ultino, aveva ancora la suaconvenienza economica.

Sul VAS T12-T13 il circuito appare in effetti ”de-bostrapizzato” se mi perdoni il termine: l'effettoè infatti quello di diminuire e non aumentarel'impedenza di carico. Il risultato, che al momen-to di scrivere l'articolo mi era completamente sfug-gito è quello di ottenere per T12-T13 un carico sìancora ad alta impedenza ma con un comporta-mento più resistivo rispetto a quello di un gene-

NOTE

ratore di corrente, effettivo o simulato che sia.E questa è un'altra raffinatezza di questo cir-

cuito che all'inizio mi era totalmente sfuggita. Ilcarico resistivo in effetti equivale al parallelo delleresistenze R94-R107 – e corrispondenti R104-R108 sull'altro canale – che moltiplicate per ilbeta di T14-T15 (un buon 200 almeno) fanno110*200 = 22 kohm minimi, la stessa che avreb-be fornito lo stadio finale MA senza le magagnedel carico che questo avrebbe trasferito sul VASse non fosse stato isolato da esso dall'azione diT14-T15!» – (seguono ringraziamenti perl'errore segnalato)

4 Come precisato nel mio commento di ri-sposta all'osservazione postata da Luigi, al

momento della stesura dell’articolo originalesono qui incorso in un errore macroscopico,che in pratica consiste nel non aver tenuto con-to, nel computo del carico di T12 e T13, delleimpedenze riflesse dai ”buffer” T14 e T15. Que-ste impedenze, corrispondenti grossomodo alparallelo delle resistenze che fanno capo agliemettitori di T14 e T15 moltiplicate per il betamedio di questi ultimi (almeno 200 a una Ic su-periore ai 10 mA), forniscono un contributocomplessivo di 22 kohm che finiscono in paral-lelo alle altre componenti già individuate, do-minandole a tutti gli effetti.Pertanto il guadagno di questo stadio non

sarà più di 2233 come erroneamente scritto

qui di seguito ma un ben più modesto 295.Questo guadagno, moltiplicato per 22 ci daun totale ad anello aperto di circa 6490 volte,ovvero circa 76 dB e non 94 dB come erronea-mente calcolato in precedenza. Una riduzioneche però è soltanto intrinsecamente beneficasia per l'aumento della stabilità del circuito siaindirettamente per il fatto che il carico di la-voro di T12-T13 è ora in effetti di natura moltopiù ”resistiva” e lineare del precedente – Nonquanto lo sarebbe stato un carico effettiva-mente costituito da una resistenza ”doc” masicuramente più vicino ad esso rispetto alla si-tuazione descritta in precedenza.

5 Sempre in virtù delle correzioni sollecitatedalle osservazioni segnalate alla note (3), la

frequenza corretta è di circa 84 kHz, valore chein pratica si ”rimangia” un po' della stabilitàguadagnata con la diminuzione del guadagnoad anello aperto del sistema ma che in effettimigliora le sue capacità di reiezione nei con-fronti dei segnali ultrasonici – cioè uno degliobiettivi primari che si era posto il progettistadi questo amplificatore

6 In realtà i dB di guadagno di anello sono so-lo 46 (corrispondenti a 200 volte anziché

1.000); questo tuttavia non inficia la sostanzadel discorso che segue.

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N onostante se ne parli abbastanza poco,il V7000 ha avuto un discendente, il

V7200, che pur esteriormente abbastanza si-mile al primo, dal punto di vista circuitale ap-pare invece completamente cambiato -decisamente in meglio.

Le funzionalità del V7200 coincidono so-stanzialmente con quelle del V7000 rispettoal quale però offre sia una potenza di uscitapiù elevata sia un circuito di protezione deglialtoparlanti e dai cortocircuiti prima assento.Sul retro offre inoltre alcune opportune dupli-cazioni RCA degli ingressi DIN più utilizzati(CD, phono e tuner).

Al suo interno, pur rimanendo su circuita-zioni classiche, è presente ora uno stadiophono decente a tre transistori, un controllo ditoni attivo ed uno stadio di amplificazione dilinea più rifinito e lineare basato su un circuitoa due transistori per canale. Invariato invecel’uso degli inseguitori di emettitore dove è ne-

cessario soltanto adattare le impedenze di in-gresso senza una contemporanea richiesta diamplificazione in tensione. Sostanzialmenteinvariati anche i controlli di volume (e relativoloudness) e di bilanciamento.

Lo stadio finale, pur non avendo anche quiancora nulla a che vedere con quanto propostogià allora da altri costruttori di punta, è comun-que decisamente superiore rispetto a quello delV7000 e, in virtù delle protezioni incorporate,è anche più robusto e meglio protetto e, contutta probabilità, anche migliorato sotto il pro-filo della stabilità generale.

L’alimentatore, pur in apparenza più elabo-rato rispetto a quello presente nel V7000 è ineffetti sostanzialmente il medesimo, dove inpiù vi è soltanto una protezione contro i corto-circuiti per l’alimentatore del preamplificatore.

Infine rilevante esteticamente ma natural-mente di nessuna importanza sotto il profilotecnico, è l’aggiunta, accanto al vu-meter a

LED, di altri LED incaricati di segnalare gli in-gressi di volta in volta in volta selezionati.

In sintesi si tratta di un onesto upgradetecnico rispetto al V7000 che però per il restogli è quasi completamente sovrapponibile. Pe-raltro, analogamento al V7000, anche ilV7200 è giusto una versione “solo amplifica-tore” della sezione di bassa frequenza di unottimo receiver che all’epoca veniva prodottoin due varianti: con scala parlante tradizionale(R2000) e, pur rimanendo completamenteanalogico, con l’indicazione di sintonia nume-rica fornita tramite un frequenzimetro dedicatoa questo uso (R3000). Sintonizzatori che,oltre a incorporare un’ottima sezione RF, eranodotato anche di controllo di toni medi (spessomolto più pratico da usare degli altri due) chenel V7200 è stato invece tralasciato .

Piercarlo Boletti(appendice dell’ottobre 2012)

Grundig V7200


I PROGETTI

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GRUNDIG V7200 – Qui sopra lo schema della sezione finale e dell’alimentatore e nella pagina accanto quello della sezione preamplificatrie.

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Grundig V7000 - Un amplificatore senza misteri

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