CIRCUITI IN REGIME STAZIONARIO E SINUSOIDALE - Elettrotecnica · Giovanni Miano – Lezioni di...

CAPITOLO 8

CIRCUITI IN REGIME STAZIONARIO ESINUSOIDALE

Nel presente Capitolo si considerano esclusivamente circuiti lineari in regime stazionario e in

regime sinusoidale (la maggior parte del Capitolo è dedicata ai circuiti in regime sinusoidale).

In un circuito lineare, tempo-invariante e dissipativo, dopo l'esaurimento del transitorio, le tensioni

e le correnti sono costanti nel tempo se tutti i generatori sono costanti nel tempo (circuiti in regime

stazionario).

In un circuito lineare, tempo-invariante e dissipativo alimentato da uno o più generatori sinusoidali

tutti con la stessa pulsazione ω, dopo l'esaurimento del transitorio, tutte le tensioni e le correnti sono

sinusoidali alla stessa pulsazione (circuiti in regime sinusoidale).

Molti circuiti operano in regime stazionario o in regime sinusoidale. Come si vedrà in seguito, se è

nota la risposta di un circuito lineare, tempo-invariante e dissipativo ad un ingresso costante e ad un

ingresso sinusoidale di frequenza arbitraria, allora è possibile calcolare la risposta ad un segnale

arbitrario.

8.1 Circuiti in regime stazionario

Si consideri un circuito lineare, tempo-invariante e dissipativo N (figura 1), alimentato da soli

generatori costanti e si supponga che esso sia in regime stazionario (il transitorio si è estinto), quindi

tutte le tensioni e tutte le correnti sono costanti nel tempo. In questo caso le equazioni del circuito

diventano

$a , =

%a 9 =

(1)

Ik = CkdV k

dt= 0 k = 1, 2, . .. , nC , (2)

V k = L kdIk

dt= 0 k = nC +1,... , nC + nL , (3)

V k − Rk Ik = 0 k = nC + nL +1,... , nC + nL + nR , (4)

286 Giovanni Miano – Lezioni di Elettrotecnica

V k = Ek = FRVW k = nC + nL + nR + 1 nC + nL + nR + ne

Ik = Jk = FRVW k = nC + nL + nR + ne +1 nC + nL + nR + ne + n j

(5)

dove , = I1I2 Ib T e 9 = V1V2 Vb T sono i vettori rappresentativi delle correnti e delle

tensioni del circuito (useremo le lettere maiuscole per indicare correnti e tensioni che sono costantinel tempo), b = nC + nL + nR + ne + n j , $a e %a sono, rispettivamente, la matrice di incidenza e

una matrice di maglia, Ck Lk e Rk sono, rispettivamente, le capacità, le induttanze e le resistenze

del circuito, E k e Jk sono, rispettivamente, le tensioni dei generatori di tensione e le correnti dei

generatori di corrente indipendenti (E k e Jk sono costanti nel tempo).

Figura 1 Circuito lineare, tempo invariante e dissipativo in regime stazionario (a) e circuitoresistivo equivalente (b).

Le correnti che circolano nei condensatori sono uguali a zero, perché le tensioni su di essi sono

costanti, e anche le tensioni degli induttori sono uguali a zero perché le correnti che in essi circolano

sono costanti. Pertanto, ogni volta che bisogna analizzare il funzionamento in regime stazionario di

un circuito dinamico, è possibile considerare il circuito resistivo equivalente Neq ottenuto

sostituendo nel circuito N a ogni condensatore un circuito aperto e a ogni induttore un corto circuito.

Il circuito resistivo equivalente può essere analizzato utilizzando i metodi illustrati nel Capitolo 5.

Per semplicità abbiamo considerato circuiti di soli condensatori, induttori, resistori e generatori

indipendenti; queste considerazioni valgono anche quando i circuiti contengono trasformatori ideali,

amplificatori operazionali, generatori controllati, giratori e più in generale elementi statici non

lineari. In quest'ultimo caso il circuito resistivo equivalente Neq è non lineare.

Procedura per la soluzione di un circuito in regime stazionario

(a) Si sostituisca a ogni condensatore un circuito aperto e a ogni induttore un corto circuito.

(b) Si risolva la rete di resistori, circuiti aperti, corto circuiti e generatori così ottenuta.

Esempio

Si consideri il circuito lineare, tempo-invariante e dissipativo descritto in figura 2a. Esso è in

regime stazionario. Determinare le correnti IL e I che circolano, rispettivamente, nell'induttore L1 e

nel resistore R2 e la tensione Vc del condensatore. I dati del problema sono

Giovanni Miano – Lezioni di Elettrotecnica 287

E = 10 R = 2 R1 = 4 R2 = 6 L = 1 µH L1 = 10 µH C = 50 µF.

Il circuito resistivo equivalente è rappresentato in figura 2b. Questo circuito è stato ottenuto

sostituendo al posto dei due induttori un corto circuito e al posto del condensatore un circuito aperto.

La soluzione del circuito resistivo equivalente può essere ottenuta utilizzando le regole dei partitori e

delle equivalenze. Operando in questo modo si ottiene IL

= 25 27 I =100 91 e Vc = 4 4 . La

soluzione stazionaria è indipendente dai valori delle induttanze e delle capacità!

Figura 2 Circuito in regime stazionario (a) e circuito resistivo equivalente (b).

8.2 Circuiti in regime sinusoidale: i fasori

Si consideri, ora, un circuito lineare, tempo-invariante e dissipativo N, pilotato da soli generatori

sinusoidali, tutti con pulsazione ω (ossia con frequenza f = ω / 2π ), e si supponga che esso sia in

regime sinusoidale, quindi tutte le tensioni e tutte le correnti sono funzioni sinusoidali del tempo con

la stessa pulsazione dei generatori (il transitorio si è estinto). Il resto di questo Capitolo è dedicato

allo studio dei circuiti in regime sinusoidale.

In un circuito in regime sinusoidale ogni corrente e ogni tensione è una funzione sinusoidale del

tempo, cioè del tipo

a(t) = Am cos(ωt + φ) , (6)

dove l'ampiezza Am , la fase φ e la pulsazione ω sono costanti reali (la fase dipende dal riferimento

scelto per la “coordinata” temporale). L'ampiezza Am è assunta positiva. É possibile cambiare il

segno della a(t) attraverso la fase φ; è immediato verificare che

Am cos(ωt + φ + π) = −a( t) . (7)

Per φ = −π / 2 la (6) diventa la funzione Am sin(ωt) ; in generale si ha:

Am sin(ωt + ϕ) = Am cos(ωt + ϕ − π / 2) . (8)

La pulsazione ω è misurata nel Sistema Internazionale in rad/s e la frequenza f in Hz (hertz):

1Hz=1/(1s). La funzione (6) è una funzione periodica con periodo

T = 2π / ω (9)

(è immediato verificare che a(t + T) = Am cos[ω( t + T) + φ] = Am cos(ωt + φ) = a( t)).


Una volta che è stata fissata la pulsazione ω (che è imposta dai generatori), ogni tensione e ogni

corrente sinusoidale è caratterizzata da due e solo due grandezze, l'ampiezza Am e la fase φ . Per

questo motivo alla funzione sinusoidale (6) è possibile associare il numero complesso A (per un

breve richiamo sui numeri complessi vedi Appendice E), detto fasore rappresentativo della

funzione sinusoidale a = a( t) , secondo la regola:

A ≡ Am ei φ . (10)

Il punto cruciale è che questa regola produce una corrispondenza biunivoca tra l'insieme delle

funzioni sinusoidali di pulsazione ω a(t) = Am cos(ωt + φ) 1 definite dalla (6) e l'insieme dei

fasori rappresentativi A = Am eiφ definiti dalla (10). La sinusoide specificata dalla a(t) definisce

univocamente il fasore rappresentativo A ; d'altra parte il fasore A identifica univocamente la

funzione sinusoidale a(t) tramite la formula:

a(t) = ReA eiωt = ReAmei (ωt+φ) = Am cos(ωt + φ) . (11)

Questa corrispondenza biunivoca può essere illustrata attraverso l'espressione

a(t) = Am cos(ωt + φ) ⇔ A = Am ei φ . (12)

Tutte le correnti e tensioni di un circuito in regime sinusoidale possono essere rappresentate

tramite i fasori. Si dimostrerà che l'analisi del circuito si può, allora, ricondurre alla risoluzione di

sole equazioni algebriche lineari (e non più equazioni algebriche e differenziali lineari), a coefficienti

complessi in cui le incognite sono i fasori rappresentativi (quindi numeri complessi e non funzioni

del tempo). Una volta determinati i fasori rappresentativi, attraverso la (12) si ricostruiscono le

funzioni sinusoidali nel dominio del tempo che descrivono l'andamento delle correnti e delle tensioni.

Questo è il metodo dei fasori detto, anche, metodo simbolico. Il metodo dei fasori si basa sulle

seguenti proprietà.

1. Proprietà di unicità

Due funzioni sinusoidali a(t ) = Am cos(ωt + φ), b(t) = Bm cos(ωt + ϕ) sono uguali se e solo se

sono uguali i relativi fasori rappresentativi A = Am ei φ , B = Bm eiϕ ,

a(t) = b( t) ⇔ A = B . (13)

Questa proprietà è una immediata conseguenza del fatto che la regola che associa alla funzione

sinusoidale il fasore rappresentativo dà luogo a una corrispondenza biunivoca tra l'insieme delle

funzioni sinusoidali a pulsazione ω e l'insieme dei numeri complessi.

2. Proprietà di linearità

Il fasore C che rappresenta la combinazione lineare

c(t) = αa(t) + βb( t) (14)

1 Qui il simbolo · indica un insieme.


delle funzioni sinusoidali a(t) = Am cos(ωt + φ) e b(t) = Bm cos(ωt + ϕ) , dove α e β sono

coefficienti costanti reali, è uguale alla stessa combinazione lineare

C = α A + βB (15)

dei fasori A = Am ei φ e B = Bm eiϕ che rappresentano le rispettive funzioni sinusoidali.

Questa proprietà è una immediata conseguenza del fatto che

Reα1 A1 +α 2 A2 = α1 Re A1 + α2 Re A2 se α1 e α 2 sono numeri reali. Una corrispondenza

biunivoca, per la quale vale la proprietà di linearità, prende il nome di isomorfismo lineare.

3. Regola di derivazione

A = Am ei φ è il fasore rappresentativo della funzione sinusoidale a(t) = Am cos(ωt + φ) se e solo

se

B = iω A = ω Am ei(φ+ π/2 ) (16)

è il fasore rappresentativo della derivata prima di a(t) ,

b( t) =da

dt=

d

dt[Am cos(ωt + φ)] . (17)

Questa proprietà è una immediata conseguenza del fatto che

d

dt[ Am cos(ωt + φ)] = −ω Am sin(ωt + φ) = ω Am cos(ωt + φ + π / 2) . (18)

8.3 Analisi dei circuiti in regime sinusoidale tramite il metodo dei fasori

Si consideri un circuito lineare, tempo-invariante e dissipativo in regime sinusoidale, con n nodi e

b lati. Volendo studiare il suo funzionamento si considerino, in primo luogo, le equazioni che

esprimono le leggi di Kirchhoff. Esse sono:

(±)ihh∑ ( t) = 0 per ogni nodo, oppure Aa i(t) = 0 , (19)

(±)vkk∑ ( t) = 0 per ogni maglia, oppure Ba v(t) = 0 ; (20)

Aa è la matrice di incidenza, Ba è una matrice di maglia, i = (i1, ... ,ib )T è il vettore rappresentativo

delle correnti del circuito e v = (v1,. .., vb )T è il vettore rappresentativo delle tensioni. Le correnti e

le tensioni sono funzioni sinusoidali del tempo

ih (t) = Imh cos(ωt + φh ) h = 1, 2, . .., b , (21)

vh (t ) = Vmhcos(ωt + ϕh ) h =1, 2, ... , b . (22)

Siano (h =1,2, ... ,b )

I h = Imh eiφ h , (23)

V h = Vmh ei ϕh , (24)


i fasori rappresentativi delle correnti e delle tensioni, rispettivamente (essi sono le correnti e le

tensioni del circuito nel dominio simbolico). Utilizzando la proprietà di linearità, dalle (19) e (20) si

ottengono le equazioni:

(±) I hh∑ = 0 per ogni nodo, oppure A I = 0 , (25)

(± )V kk∑ = 0 per ogni maglia, oppure B V = 0 ; (26)

I = (I 1, ... ,I b )T è un vettore con b componenti complesse rappresentativo dei fasori delle correnti e

V = (V 1, ... ,V b )T è un vettore con b componenti complesse rappresentativo dei fasori delle tensioni.

Pertanto i fasori rappresentativi delle correnti e delle tensioni verificano le leggi di Kirchhoff.

Il modulo e così anche la parte reale e la parte immaginaria del fasore rappresentativo della

corrente sono omogenei dimensionalmente a una corrente e quindi si misurano in ampere; il modulo

e così anche la parte reale e la parte immaginaria del fasore rappresentativo della tensione sono

omogenei dimensionalmente a una tensione e quindi si misurano in volt.

È evidente che, l'insieme dei fasori delle correnti I 1,. .., I b (delle tensioni V 1,.. .,V b ), verifica le

equazioni di Kirchhoff per le correnti (25) (le equazioni di Kirchhoff per le tensioni (26)), perché

l'insieme delle correnti i1( t),. ..,ib ( t) , (delle tensioni v1( t),... ,vb( t) ), verificano la prima legge di

Kirchhoff (20), (la seconda legge di Kirchhoff (21)). Per la proprietà di unicità si ha che, le correnti

i1( t),. ..,ib ( t) , (le tensioni v1( t),... ,vb( t) ), verificano la prima legge di Kirchhoff (20), (la seconda

legge di Kirchhoff (21)), se l'insieme dei fasori delle correnti I 1,. .., I b , (delle tensioni V 1, ...,V b ),

verifica l'equazione di Kirchhoff per le correnti (25), (l'equazione di Kirchhoff per le tensioni (26)).

Si considerino ora le equazioni costitutive degli elementi costituenti il circuito. Per semplicità si

assuma che il circuito sia costituito solo da bipoli; ovviamente il metodo fasoriale vale anche se nel

circuito ci sono elementi lineari a più terminali, come i trasformatori ideali, i generatori controllati,

gli amplificatori operazionali (modello lineare), i giratori e gli induttori accoppiati.

Le equazioni costitutive dei bipoli lineari e tempo-invarianti sono:

vk (t) − Rik (t) = 0 resistori ,

Cdvk

dt− ik (t) = 0 condensatori,

vk (t) − Ldik

dt= 0 induttori,

(27)

e quelle dei generatori indipendenti sono:

vk (t) = Emk cos(ωt + αk ) generatore ideale di tensione sinusoidale,

ih (t) = Jmh cos(ωt +βh ) generatore ideale di corrente sinusoidale.(28)

Applicando le proprietà dei fasori, dalle (27) e (28) si ottengono ulteriori equazioni (tante quanti

sono i bipoli) per i fasori rappresentativi delle correnti e delle tensioni. Per i bipoli lineari e tempo-

invarianti esse sono


V k − R I k = 0 resistori,

i ωCV k − I k = 0 condensatori ,

V k − i ωL I k = 0 induttori,

(29)

e per i generatori indipendenti esse sono

V k = E = Emk eiα k generatore ideale di tensione simbolico,

I h = J = Jmh eiβh generatore ideale di corrente simbolico.(30)

Per converso, le (29) e (30) implicano, grazie alla proprietà di unicità e alla regola di derivazione,

rispettivamente, le (27) e (28).

A questo punto possiamo riassumere attraverso il quadro descritto in Tabella I. In questa tabella

sono riportate le equazioni circuitali nel dominio del tempo e nel dominio simbolico. Il simbolo ⇔sta a indicare che le equazioni nel dominio del tempo implicano quelle nel dominio simbolico e

viceversa.

Tabella I Formulazione delle equazioni di un circuito lineare, tempo-invariante e dissipativo inregime sinusoidale tramite i fasori.

dominio del tempo

i(t) = (i1( t),.. .,ib (t))T

v(t) = (v1(t ), ... ,vb ( t))T

dominio simbolico

I = (I 1, ... ,I b )T

V = (V 1, ... ,V b )T

A i( t) = 0

Bv(t) = 0

equazioni di Kirchhoff

⇔ A I = 0

BV = 0

vk − Rkik = 0

Ckdvk / dt − ik = 0

vk − Lkdik / dt = 0

equazioni caratteristichebipoli lineari tempo-invarianti

⇔

V k − Rk I k = 0

(i ωCk)V k − I k = 0

V k − (i ωLk )I k = 0

vk = ek (t) = Emk cos(ωt + αk )

ih = jh(t) = Jmh cos(ωt +βh )

equazioni caratteristiche generatori ideali

⇔ V k = E k = Emk eiαk

I h = J h = Jmh eiβh

Le equazioni circuitali corrispondenti nel dominio dei fasori sono lineari e algebriche. È evidente,

allora, che conviene trasformare le equazioni circuitali del dominio del tempo nelle corrispondenti

del dominio simbolico, risolvere le equazioni algebriche del dominio simbolico e ricostruire, quindi,

la soluzione nel dominio del tempo attraverso la (12). La proprietà di unicità assicura che la

procedura fornisce la soluzione del problema originale.


8.3.1 Circuito di impedenze

Le equazioni circuitali nel dominio simbolico di un circuito in regime sinusoidale sono analoghe a

quelle di un circuito resistivo lineare. Si osservi che, le equazioni caratteristiche dei bipoli lineari nel

dominio simbolico sono tutte dello stesso tipo, cioè sono tutte riconducibili alla forma

V = Ý Z I , (30)

dove la grandezza Ý Z è indipendente dal fasore della corrente e dal fasore della tensione, e vale

Ý Z =

R per il resistore di resistenza R,1

iωC per il condensatore di capacità C,

iωL per l' induttore di induttanza L;

(31)

Ý Z prende il nome di operatore di impedenza o semplicemente impedenza del bipolo

corrispondente, (Tabella II). L’inverso dell’impedenza Ý Y =1 / Ý Z prende il nome di ammettenza del

bipolo. Si noti che il valore dell’impedenza, e quindi anche dell’ammettenza, dipende, in generale, dal

valore della pulsazione ω.

Tabella II Impedenze dei bipoli lineari tempo invarianti elementari.

In generale l’impedenza Ý Z di un bipolo lineare e tempo-invariante funzionante in regime

sinusoidale è il rapporto tra il fasore rappresentativo della tensione e il fasore rappresentativo della

corrente (con la convenzione dell'utilizzatore),

Ý Z =V

I . (32)

Per la linearità l'impedenza Ý Z è indipendente sia dal fasore della tensione che da quello della

corrente. L'impedenza è, in generale, un numero complesso: la parte reale e la parte immaginaria, e


quindi anche il modulo, sono omogenei dimensionalmente con una resistenza e quindi si misurano in

ohm.

Osservazione

I fasori sono numeri complessi che rappresentano correnti e tensioni sinusoidali con una

pulsazione assegnata. Le impedenze, invece, sono numeri complessi che rappresentano le relazioni

tra le correnti e le tensioni dei bipoli quando esse variano nel tempo con legge sinusoidale alla

pulsazione ω. Per questa ragione all'impedenza si dà anche il nome di operatore di impedenza.

Le equazioni circuitali nel dominio simbolico possono essere interpretate come le equazioni di un

circuito ausiliario di natura “simbolica” così definito:

• il grafo del circuito simbolico coincide con il grafo del circuito in regime sinusoidale in esame;

• a ogni bipolo lineare corrisponde un “bipolo simbolico” con impedenza corrispondente

definita in base alle (31);

• a ogni generatore di tensione indipendente sinusoidale con tensione ek ( t) corrisponde un

“generatore di tensione simbolico” indipendente, con fasore E k , e a ogni generatore di

corrente indipendente sinusoidale con corrente jk (t) corrisponde un “generatore di corrente

simbolico” indipendente, con fasore J h .

Il circuito “simbolico” così definito prende il nome di rete di impedenze, (Tabella III). Esso

può essere inteso come il corrispondente nel dominio simbolico del circuito in regime sinusoidale in

esame nel dominio del tempo. Il modello matematico delle reti di impedenze è analogo a quello delle

reti di soli elementi statici lineari e generatori indipendenti, quindi possono essere risolte utilizzando

le metodologie descritte nel Capitolo 5.

Tabella III Rete di impedenze.

A I = 0

BV = 0 equazioni di Kirchhoff

V k − Ý Z k I k = 0 equazioni caratteristicheimpedenze operatoriali

Ý Z k ( iω) =R resistore

1 / (i ωC) condensatore

i ωL induttore

V k = E kI h = J h

equazioni caratteristichegeneratori indipendenti


Se nel circuito in regime sinusoidale ci sono anche elementi lineari a più terminali, come i

trasformatori ideali, i generatori controllati, gli amplificatori operazionali (modello lineare), i giratori

e gli induttori accoppiati, il metodo, che è stato appena illustrato, resta ancora valido. Le equazioni

caratteristiche nel dominio simbolico degli elementi statici sono le stesse del dominio del tempo. Le

equazioni caratteristiche degli elementi dinamici bisogna ricavarle applicando la regola della

derivazione. Ad esempio, le equazioni caratteristiche nel dominio simbolico del doppio bipolo che

descrive due circuiti accoppiati (trasformatore) sono:

V 1 = i ωL1 I 1 + iωM I 2

V 1 = i ωM I 1 + i ωL2 I 2(33)

dove L1, L2 e M sono, rispettivamente, i coefficienti di autoinduzione del circuito “1”, del circuito

“2” e il coefficiente di mutua induzione.

Ora illustreremo questa procedura attraverso un esempio.

Esempio

Si consideri il circuito in regime sinusoidale rappresentato in figura 3a. Applicheremo il metodo

simbolico per determinare la corrente iL ( t) che circola nell'induttore. I dati del problema sono

j(t) = 2 sin(1000 t), R = 2, L = 2 mH, C = 0.25 mF . La pulsazione ω della corrente j(t) del

generatore di corrente è 1000 , l'ampiezza massima della corrente è 2, e la fase è uguale a −π / 2(perché j(t) = 2 sin(1000 t) = 2 cos(1000 t − π / 2)).

Figura 3 Rete in regime sinusoidale (a) e rete di impedenze corrispondente (b).

Si costruisca la rete di impedenze corrispondente (figura 3b), operando nel seguente modo:

(i) ha lo stesso grafo orientato della rete in esame;

(ii) ad ogni bipolo lineare della rete in regime sinusoidale corrisponde una impedenza secondo la

tabella II;

Procedura per la soluzione di un circuito Nω in regime sinusoidale

(a) si costruisca la rete di impedenze corrispondente;

(b) si risolva la rete di impedenze : siano I k , V k k = 1, 2, . .. , b i fasori delle correnti e

delle tensioni;

(c) la soluzione della rete Nω in regime sinusoidale è data nel dominio del tempo da

ik (t) = ReI k ei ωt , vk (t ) = ReV k ei ωt k = 1, 2, . .., b .


(iii) al generatore indipendente di corrente corrisponde il generatore simbolico di corrente

caratterizzato dal fasore rappresentativo della corrente.

Il fasore J rappresentativo della j(t) è J = 2 e− i π/2 = −2i . Le impedenze Ý Z R , Ý Z L , Ý Z C ,

rappresentative, rispettivamente, del resistore, dell'induttore e del condensatore sono date daÝ Z R = 2 , Ý Z L = 2 i, Ý Z C = −4i .

Dopo avere costruito la rete di impedenze, bisogna risolverla. Siccome interessa calcolare la

corrente iL ( t) nell'induttore, basta determinare la corrente simbolica I L che “circola” nell'impedenzaÝ Z L .

La rete di impedenze è descritta da un modello matematico identico a quello delle reti di soli

elementi statici lineari e generatori indipendenti. Quindi può essere risolta utilizzando le stesse

metodologie. Siccome le tre impedenze Ý Z R , Ý Z L , Ý Z C sono in parallelo con il generatore di corrente

simbolico J , la corrente I L può essere determinata applicando la regola del partitore di corrente al

circuito simbolico . Operando in questo modo si ottiene

I L = J Ý Z eq

Ý Z eq + Ý Z L, (34)

dove Ý Z eq è l'impedenza equivalente del parallelo costituito da Ý Z R e Ý Z C e vale

Ý Z eq =Ý Z R Ý Z C

Ý Z R+ Ý Z C= −

8i

2 − 4 i=

8 − 4i

5=

4

5e− i arctan(0.5) . (35)

Pertanto si ha (tutte i calcoli sono stati svolti troncando dopo le prime due cifre significative)

I L = J Ý Z eq

Ý Z eq + Ý Z L= −2 i

1.79e− i0.46

8 − 4 i5

+ 2i=

3.58e− i2.03

2ei 0.64 =1.79e− i 2.67 . (36)

Dopo avere risolto il circuito di impedenze (in questo caso è stato calcolato il fasore rappresentativo

della corrente iL ( t)) bisogna costruire la funzione reale corrispondente nel dominio del tempo

attraverso la (12). La proprietà di unicità assicura che la procedura fornisce la soluzione del problema

originale. Applicando la (12) si ottiene la corrente iL ( t) nel dominio del tempo

I L = 1.79e− i 2.67 ⇒ iL ( t) = 1.79cos(1000t − 2.67) . (37)

Operando in questo modo è possibile determinare tutte le altre grandezze. Il lettore determini la

corrente nel resistore e la tensione sul condensatore.

8.4 Proprietà delle reti di impedenze

Il modello matematico di un circuito di impedenze , corrispondente a un circuito in regime

sinusoidale Nω, è lo stesso modello che descrive un circuito resistivo lineare (in esso non vi sono

operazioni di derivazione). Pertanto per le reti di impedenze valgono molte proprietà illustrate per le

reti resistive lineari (teorema di Tellegen, sovrapposizione degli effetti, teorema di Thevénin-Norton,


teorema della reciprocità). Inoltre sono estensibili i concetti di equivalenza, e le regole del partitore

di corrente e di tensione e il concetto di N-polo e M-porte con le relative matrici di rappresentazione

e alcune proprietà.

8.4.1 Metodo dei potenziali di nodo e delle correnti di maglia

L'insieme dei fasori rappresentativi delle tensioni verifica le equazioni di Kirchhoff per le tensioni,

e quindi è possibile rappresentare il fasore corrispondente alla tensione del generico lato (bipolo o

porta) come differenza dei fasori rappresentativi dei potenziali dei due nodi a cui il lato è connesso,V q = E r − E s . Pertanto si ha

BV = 0 ⇔ V = AT E , (38)

dove E è il vettore colonna complesso (E 1, E 2, ... , E n−1)T ed E k è il fasore rappresentativo del

potenziale del k-esimo nodo (n sono i nodi del circuito e si è posto E n = 0 ).

L'insieme dei fasori rappresentativi delle correnti verifica le equazioni di Kirchhoff per le correnti,

e quindi è possibile rappresentare il fasore della corrente del generico lato (bipolo o porta) come

somma algebrica dei fasori rappresentativi delle correnti di maglia che circolano in quel lato,I k = (±) J h

h∑ . Pertanto si ha

A I = 0 ⇔ I = BT J , (39)

dove J è il vettore colonna complesso (J 1, J 2 , .. ., J b−(n−1))T ed J k è il fasore rappresentativo

della corrente di maglia della k-esima maglia fondamentale (le maglie fondamentali sono b-(n-1)).

8.4.2 Potenza virtuale complessa, Teorema di Tellegen, conservazione delle potenze elettriche

complesse

Si considerino due reti di impedenze e che hanno lo stesso grafo orientato. Sia ′ I 1,. .., ′ I b

l'insieme dei fasori delle correnti della rete e ′ ′ V 1,.. ., ′ ′ V b l'insieme dei fasori delle tensioni della

rete . Si definisce la potenza virtuale complessa Sk assorbita dal k-esimo lato come

Sk ≡1

2′ ′ V k ′ I k

∗ ; (40)

è possibile definire anche altre potenze virtuali complesse, come, ad esempio, ′ ′ V k ′ I k , come poi

vedremo, ma quella definita attraverso la (40) è quella che ha un “significato” fisico. Il simbolo I ∗

indica che si considera il numero complesso coniugato del numero complesso I : se

I = a + i b = Im ei φ , allora I ∗ = a − i b = Im e− i φ (vedi Appendice E).

Teorema di Tellegen

La somma delle potenze virtuali complesse assorbite da un circuito è uguale a zero,


S kk=1

b∑ =

1

2V k

’’

k=1

b∑ I k

’∗ = 0 . (41)

Per dimostrare la (41) basta osservare che anche i fasori I k’∗ (k=1, 2, ..., b), complessi coniugati dei

fasori I k’ delle correnti, verificano le equazioni di Kirchhoff per le correnti, cioè

±( )I k’ = 0 ⇔

k∑ ±( ) I k

’∗ = 0k∑ oppure A I ’ = 0 ⇔ A I ’∗ = 0 . (42)

Se le due reti di impedenze e sono identiche, cioè esse hanno le stesse impedenze e gli

stessi generatori e gli elementi sono collegati allo stesso modo, gli insiemi dei fasori delle correnti

′ I 1,. .., ′ I b e delle tensioni ′ ′ V 1,.. ., ′ ′ V b appartengono allo stesso circuito Nω. In questo caso al prodotto

definito dalla (40) si dà il nome di potenza elettrica complessa assorbita dall'elemento e si indica con

Pk ≡1

2V kI k

∗ . (43)

(Abbiamo eliminato ′ e ′ ′ perché non c'è più bisogno di distinguere tra i due circuiti). In seguito

discuteremo il significato della potenza elettrica complessa (43). La potenza complessa in una rete di

impedenze si conserva.

Teorema della conservazione delle potenze elettriche complesse

La somma delle potenze elettriche complesse assorbite dagli elementi di una rete di impedenze

è uguale a zero,

Pkk=1

b∑ =

1

2V k

k=1

b∑ I k

∗ = 0 . (44)

8.4.3 Sovrapposizione degli effetti, equivalenze serie e parallelo, partitore di tensione,

partitore di corrente.

La proprietà della sovrapposizione degli effetti vale per le reti di impedenze, perché il modello

matematico che le descrive è costituito da sole equazioni lineari.

Se una rete di impedenze con più generatori indipendenti ammette una e una sola soluzione, i

fasori delle correnti e delle tensioni sono uguali alla somma dei fasori dovuti a ciascun generatore

indipendente agente da solo.

Il concetto di equivalenza introdotto per le reti resistive può essere esteso alle reti di impedenze

senza nessuna limitazione.

- Equivalenza serie

Le due impedenze Ý Z 1 e Ý Z 2 siano collegate in serie, (figura 4). Il bipolo simbolico di impedenza

Ý Z eq = Ý Z 1 + Ý Z 2 , (45)

è equivalente alla serie delle impedenze Ý Z 1 e Ý Z 2 .


Figura 4 Serie di impedenze.

- Partitore di tensione

Sia V il fasore della tensione sulla serie delle due impedenze Ý Z 1 e Ý Z 2 (figura 4). Il fasore delle

tensione V 1 del bipolo di impedenza Ý Z 1 e il fasore della tensione V 2 del bipolo di impedenza Ý Z 2sono (i riferimenti per i versi delle tensioni sono quelli di figura 4)

V 1 = V Ý Z 1

Ý Z 1 + Ý Z 2, V 2 = V

Ý Z 2Ý Z 1 + Ý Z 2

. (46)

- Equivalenza parallelo

Le due impedenze Ý Z 1 e Ý Z 2 siano collegate in parallelo, (figura 5). Il bipolo simbolico di impedenza

Ý Z eq =Ý Z 1 Ý Z 2

Ý Z 1 + Ý Z 2, (47)

ovvero di ammettenza

Ý Y eq = Ý Y 1 + Ý Y 2 , (48)

è equivalente al parallelo delle impedenze Ý Z 1 e Ý Z 2 , dove Ý Y 1 = 1/ Ý Z 1, Ý Y 2 =1 / Ý Z 2 .

Figura 5 Parallelo tra due impedenze.

- Partitore di corrente

Sia I il fasore della corrente che circola nel parallelo delle due impedenze Ý Z 1 e Ý Z 2 (figura 5). Il

fasore della corrente I 1 del bipolo di impedenza Ý Z 1 e il fasore della corrente I 2 del bipolo di

impedenza Ý Z 2 sono (i riferimenti per i versi delle correnti sono quelli di figura 5)


I 1 = I Ý Z 2

Ý Z 1 + Ý Z 2, I 2 = I

Ý Z 1Ý Z 1 + Ý Z 2

. (49)

I casi in cui ci sono serie e paralleli che contengono anche generatori indipendenti si trattano allo

stesso modo di quelli considerati nel Capitolo 6. Inoltre è possibile trasformare qualsiasi triangolo di

sole impedenze in una stella equivalente e viceversa, utilizzando le formule introdotte per i resistori

nel Capitolo 5.

8.4.4 Bipolo di impedenze

Si consideri un bipolo composto da sole impedenze (non ci sono generatori indipendenti),

(figura 6). La relazione tra il fasore della tensione V e il fasore della corrente I è lineare,

V = Ý Z eq I ovvero I = Ý Y eqV , (50)

dove Ý Y eq = 1/ Ý Z eq . Per la linearità l'impedenza equivalente Ý Z eq è un numero complesso

indipendente sia da V che da I : Ý Z eq dipende solo dalle impedenze che costituiscono e da

come sono connesse tra loro. Pertanto un qualsiasi bipolo costituito da sole impedenze puòessere rappresentato da un solo bipolo equivalente di impedenza Ý Z eq .

Figura 6 Bipolo di impedenze

Per ottenere le impedenze di bipoli costituiti da elementi circuitali elementari, spesso è sufficiente

applicare le regole del parallelo, della serie e le trasformazioni stella-triangolo.

Esempio

Si consideri il bipolo in regime sinusoidale costituito da un resistore di resistenza R, un induttore

di induttanza L e un condensatore di capacità C collegati in serie (bipolo RLC serie), (figura 7a).

Figura 7 Circuito RLC serie (a) e circuito RLC parallelo (b).

L'impedenza Ý Z s del bipolo è

Ý Z s = R + i[ωL −1/ (ωC)] . (51)


La parte reale di Ý Z s è maggiore di zero se R>0, mentre la parte immaginaria cambia segno al variare

della pulsazione ω.L'ammettenza Ý Y p di un bipolo in regime sinusoidale costituito da un resistore di resistenza R, un

induttore di induttanza L e un condensatore di capacità C collegati in parallelo (bipolo RLC

parallelo, figura 7b), è

Ý Y p = 1 / R + i[ωC −1 / (ωL)] , (52)

e l'impedenza è Ý Z p = 1 / Ý Y p . La parte reale di Ý Y p è maggiore di zero se R>0, mentre la parte

immaginaria cambia segno al variare della pulsazione ω. Il lettore verifichi che anche la parte realedi Ý Z p è maggiore di zero se R>0.

In generale l'operatore di impedenza Ý Z corrispondente a un bipolo lineare in regime sinusoidale è

rappresentato da un numero complesso con parte reale e parte immaginaria diverse da zero,

Ý Z = R + iX . (53)

Alla parte reale R si dà il nome di “resistenza” e alla parte immaginaria X il nome di reattanza.

L'impedenza del resistore ha solo parte reale diversa da zero ed è uguale alla resistenza del resistore,

mentre quelle del condensatore e dell'induttore hanno solo parte immaginaria diversa da zero. La

reattanza del condensatore è data da

X c = −1

ωC, (54)

ed è negativa se la capacità è positiva (con la convenzione dell'utilizzatore), e la reattanza

dell'induttore è data da

X L = ωL , (55)

ed è positiva se l'induttanza è positiva (sempre con la convenzione dell'utilizzatore).

La reattanza di un generico bipolo si dice di tipo induttivo se X è maggiore di zero, e di tipo

capacitivo se X è minore di zero. Poi verificheremo che la parte reale dell'impedenza di un bipolo

costituito da resistori, induttori e condensatori passivi è sempre positiva, se si adotta la convenzione

dell'utilizzatore.

8.4.5 Generatore equivalente di Thévenin-Norton

Si consideri, ora, un bipolo composto da impedenze e generatori indipendenti, (figura 8). Si

assuma che la rete di impedenze ottenuta collegando il bipolo a un generatore ideale di corrente

(è sempre un generatore simbolico) ammetta una e una sola soluzione. Allora può essere

rappresentato attraverso il generatore equivalente di tensione (generatore equivalente di Thévenin,

figura 8)


Figura 8

V = Ý Z eq I + E 0 , (56)

dove:Ý Z eq , detta impedenza equivalente di Thévenin, è l'impedenza equivalente del bipolo dopo

avere spento tutti i generatori ideali all'interno di esso;

E 0 , detto fasore della tensione a vuoto, è la tensione fra i terminali “1” e “2” di quando

esso è collegato a un circuito aperto.

Si assuma, ora, che la rete di impedenze ottenuta collegando il bipolo a un generatore ideale

di tensione ammetta una e una sola soluzione. Allora può essere rappresentato attraverso il

generatore equivalente di corrente (generatore equivalente di Norton, figura 9)

Figura 9I = Ý Y eq V + J 0 , (57)

dove:Ý Y eq , detta ammettenza equivalente di Norton, è l'ammettenza equivalente del bipolo ,

dopo avere spento tutti i generatori ideali all'interno di esso;

J 0 , detto fasore della corrente di corto circuito, è il fasore della corrente del bipolo

quando esso è collegato a un corto circuito.

Quando Ý Z eq ≠ 0 e Ý Y eq ≠ 0 si ha Ý Z eq =1 / Ý Y eq e J 0 = −E 0 / Ý Z eq , e quindi la caratterizzazione

secondo Thévenin è completamente equivalente a quella secondo Norton.

Esempio

Si consideri il circuito in regime sinusoidale illustrato in figura 10a. I parametri del circuito sono

e(t ) = 10cos(100t + π / 4), L = 10mH , C =10mF, R =1. Determinare la corrente i(t) nel

resistore utilizzando il teorema di Thévenin.

In figura 10b è rappresentato il circuito di impedenze corrispondente e in figura 11 è rappresentato

il circuito equivalente di Thévenin. Bisogna determinare la tensione a vuoto, cioè la tensione tra i


nodi “1” e “2” dopo che è stato sconnesso il resistore e l'impedenza equivalente dopo avere spento il

generatore di tensione.

La tensione a vuoto E (vedi circuito figura 10c) è

E = 10(1− i) =10 2 e− iπ /4 , (58)

e l'impedenza equivalente è (vedi circuito figura 10d)

Ý Z =− i+

− i

1− i

i

− i+ − i1− i

+ i= −

2 − i

i= 1+ 2i . (59)

Pertanto la corrente I vale

I =E

R + Ý Z =

10 2 e− i π/4

1+ 1+ 2i= 5 2 e− i π/2 , (60)

quindi i(t ) = 5 2 sin(100t) .

Figura 10 Circuito in esame e circuito nel dominio simbolico.

Figura 11 Circuito equivalente di Thévenin.

8.4.6 Proprietà della reciprocità e caratterizzazione di un doppio bipolo di impedenze


Per una rete di impedenze corrispondente ad un circuito in regime sinusoidale costituito da

resistori, induttori, condensatori e trasformatori valgono le tre forme della proprietà di reciprocità

illustrate nel Capitolo 5 per i circuiti resistivi lineari. Le relazioni (42), (46) e (47) del Capitolo 5

valgono per i fasori rappresentativi delle corrispondenti grandezze sinusoidali. Questa proprietà

continua a non valere se la rete contiene elementi non reciproci come il giratore, l'amplificatore

operazionale, i generatori controllati.

Si consideri, ora, un doppio bipolo di impedenze, cioè una rete di sole impedenze con quattro

terminali, associati a due a due, in modo tale da costituire due porte. Si assuma che il doppio bipolo

possa essere caratterizzato su base corrente. La relazione tra la coppia dei fasori delle tensioni di

porta V 1, V 2 e la coppia dei fasori delle correnti di porta I 1 , I 2 è

V 1 = Ý Z 11I 1 + Ý Z 12I 2 ,

V 2 = Ý Z 21I 1 + Ý Z 22I 2 ,(61)

dove Ý Z hk , h=1, 2 e k=1, 2, sono operatori di impedenza, in generale complessi, indipendenti dai

fasori delle tensioni e delle correnti. Essi sono gli elementi della matrice delle impedenze del

doppio bipolo. Se il doppio bipolo è caratterizzato su base tensione, il legame tra i fasori dellecorrenti e delle tensioni di porta è descritto dalla matrice delle ammettenze Ý Y ij,

I 1 = Ý Y 11V 1 + Ý Y 12V 2 ,

I 2 = Ý Y 21V 1 + Ý Y 22V 2 .(62)

In generale è possibile caratterizzare un M-porte e un N-polo di impedenze così come si

caratterizzano un M-porte e un N-polo di resistori lineari.

Proprietà della matrice delle impedenze e delle ammettenze

(i) La matrice delle impedenze (ammettenze), se è invertibile, è l'inversa della matrice delle

ammettenze (impedenze). Se si escludono casi molto particolari, privi di importanza, le matrici delle

impedenze e delle ammettenze sono sempre invertibili.

(ii) Le matrici delle impedenze e delle ammettenze sono simmetriche se il circuito di impedenze

contiene elementi simbolici reciproci. Questa proprietà è diretta conseguenza della proprietà della

reciprocità.

(iii) Non c'è nessuna relazione tra gli elementi appartenenti alla diagonale principale e gli elementi

fuori diagonale perché per le reti di impedenze, in generale, non vale nessuna proprietà di non

amplificazione.

8.4.7 Diagrammi fasoriali

Alla funzione sinusoidale a(t) = Am cos(ωt + ϕ) è associato il fasore rappresentativo

A = Ameiϕ = a+ ib . È possibile rappresentare il numero complesso A nel piano complesso (piano

di Gauss) come un vettore congiungente l'origine con il punto di coordinate rettangolari (a,b) o

coordinate polari (Am ,ϕ) , (figura 12).


Le equazioni di Kirchhoff per i fasori delle correnti e delle tensioni e le equazioni di lato possono

essere rappresentate graficamente tracciando i vettori corrispondenti ai fasori rappresentativi delle

correnti e delle tensioni. In figura 13 sono rappresentati i diagrammi fasoriali per la tensione e la

corrente di un resistore, un induttore e un condensatore.

Figura 12 Rappresentazione grafica del fasore A rappresentativo della funzione sinusoidale a(t) .

Figura 13 Rappresentazione delle caratteristiche del resistore, induttore e condensatore tramite i

diagrammi fasoriali.

8.5 Potenza ed energia in regime sinusoidale

Si consideri una rete Nω in regime sinusoidale. La potenza elettrica istantanea assorbita dal

generico bipolo della rete è

p(t) = i( t)v(t) = Im Vm cos(ωt + α)cos(ωt + β) ; (63)

la corrente e la tensione del bipolo sono i(t ) = Im cos(ωt + α), v(t) = Vm cos(ωt +β) ,

rispettivamente, e i loro riferimenti per i versi sono scelti in accordo alla convenzione

dell'utilizzatore. Applicando l'identità 2cos xcos y = cos(x + y) + cos(x − y) si ottiene:

p(t) =1

2Im Vm cos(α − β) +

1

2ImVm cos(2ωt + α +β) . (64)

La potenza elettrica istantanea assorbita da un generico bipolo di una rete in regime sinusoidale è la

somma di un termine sinusoidale a pulsazione 2ω e un termine costante, quindi è una funzione

periodica di periodo T/2 (oscilla due volte nel periodo T=2π/ω).La potenza media in un periodo T (il valore medio della p(t) su un periodo T), è data da

Pm =1

Tp(τ)dτ

0

T∫ =

1

2ImVm cos(α −β) . (65)


Essa è uguale al termine costante dell'espressione (64). Il valore medio del termine fluttuante della

potenza istantanea è uguale a zero perché esso è una funzione sinusoidale di periodo T/2.

L'energia assorbita dal bipolo in regime sinusoidale nell'intervallo di tempo (0 ,ˆ t ) può essere

espressa attraverso la relazione

w(0,ˆ t ) = p(τ)dτ0

ˆ t

∫ = (n T) Pm + p(τ)dτnT

ˆ t

∫ , (66)

dove il numero intero n è tale che ˆ t = nT + ∆t , con ∆t < T (esso rappresenta il numero di periodi T

contenuti nell'intervallo di tempo (0 ,ˆ t )). Se n >> 1 il contributo all'energia assorbita nell'intervallo

di tempo (0 ,ˆ t ) dovuto al termine fluttuante della potenza istantanea può essere trascurabile rispetto a

quello dovuto al termine costante. In questi casi si ha

w(0,ˆ t ) ≅ (n T)Pm ≅ ˆ t Pm . (67)

Osservazione

La potenza media dipende non solo dalle ampiezze massime delle sinusoidi v(·) e i(·), ma anche

dalle relative differenze di fase (α −β) : poi verificheremo che questa differenza è indipendente sia

da α che da β, dipende solo dalla costituzione fisica del bipolo e cioè dall'argomento del impedenza

ad esso corrispondente. Il fattore cos(α − β) , detto fattore di potenza, è di estrema importanza

nell'ingegneria dei sistemi di potenza che funzionano in regime sinusoidale.

Ora siamo in grado di illustrare il significato fisico della potenza elettrica complessa, assorbita dal

bipolo,

P =1

2V I ∗ (68)

introdotta nel paragrafo precedente. I fasori rappresentativi della corrente e della tensione del bipolo

sono, rispettivamente,

I = Im ei α ,

V = Vm eiβ ,(69)

quindi la potenza elettrica complessa assorbita è il numero complesso

P =1

2Im Vm ei(β−α ) =

1

2Im Vm cos(β − α ) + i

1

2Im Vm sin(β − α) = Pm+ iQ , (70)

dove

Q ≡1

2ImVm sin(β − α) . (71)

La parte reale della potenza complessa P è uguale alla potenza elettrica media assorbita dal

bipolo,

ReP =1

2ImVm cos(β − α) = Pm . (72)


La parte immaginaria di P prende il nome di potenza reattiva assorbita e si denota con la lettera

Q. La potenza reattiva, a differenza della potenza media, non ha nessun significato fisico. Al

modulo della potenza complessa si dà il nome di potenza apparente, A ≡ P . Per la potenza

apparente si ha

A =1

2VmIm = Pm

2 + Q2 . (73)

La potenza media e la potenza reattiva assorbite da un bipolo possono essere espresse come

Pm = Acos(α − β) , (74)

Q = Asin(β − α) . (75)

L'unità di misura nel SI della potenza elettrica media è la stessa unità di misura della potenza

istantanea, cioè il watt. Invece l'unità di misura della potenza reattiva è il “ VAr ” (volt-ampere

reattivo) e l'unità di misura della potenza apparente è il “ VA ” (volt-ampere).

Pur non avendo la potenza reattiva assorbita da un bipolo in regime sinusoidale nessun significato

fisico, essa ha una proprietà molto importante.

Conservazione delle potenze medie e delle potenze reattive

Si consideri una rete in regime sinusoidale.

• La somma delle potenze elettriche medie assorbite dagli elementi della rete è uguale a zero,

Pm hh =1

b∑ = 0 . (76)

• La somma delle potenze reattive assorbite dagli elementi della rete è uguale a zero,

Qhh =1

b∑ = 0 . (77)

Queste due proprietà sono una immediata conseguenza della conservazione della potenza elettrica

complessa in una rete di impedenze. Pertanto la conservazione della potenza elettrica complessa non

solo dà la conservazione della potenza media, ma anche quella della potenza reattiva. Quindi se un

certo elemento di una rete assorbe potenza reattiva, allora ci devono essere altri elementi del circuito

che devono produrla (generatori indipendenti o altri elementi). Questo risultato è d'importanza

fondamentale nell'ingegneria delle reti elettriche di potenza.

La potenza apparente, essendo una grandezza definita positiva, non può verificare nessuna

proprietà di conservazione.

8.5.1 Proprietà energetiche dei bipoli elementari in regime sinusoidale e rifasamento

- Resistore

Si consideri un resistore di resistenza R percorso dalla corrente i(t ) = Im cos(ωt + α) ; il fasore

rappresentativo è I = Im eiα . Dalla relazione caratteristica del resistore V = R I (convenzione

dell'utilizzatore), si ha che il fasore V = Vm eiβ rappresentativo della tensione è in fase con quello


della corrente I , cioè α = β , e quindi il fattore di potenza cos(β − α ) è uguale a 1, (figura 13). Di

conseguenza la potenza complessa assorbita dal resistore ha parte immaginaria uguale a zero, e

quindi la potenza reattiva è nulla. La potenza media assorbita è data da

Pm =Vm Im

2=

R Im2

2=

Vm2

2R; (78)

essa è positiva se il bipolo è passivo.

La potenza istantanea assorbita dal resistore è data da

p(t) =R Im

2

2[1 + cos(2ωt + α)] ; (79)

essa è una funzione periodica di periodo T/2 che oscilla tra 0 e R Im2 , ed ha quindi valore medio

diverso da zero sul periodo T.

- Condensatore

Si consideri un condensatore di capacità C percorso dalla corrente i(t ) = Im cos(ωt + α) ; il

fasore rappresentativo è I = Im eiα . Dalla relazione caratteristica del condensatore V = i XcI

(convenzione dell'utilizzatore), dove XC = −1 / (ωC) , si ha che il fasore V = Vm eiβ

rappresentativo della tensione è sfasato di 90° in ritardo rispetto al fasore della corrente I (la

capacità C è maggiore di zero), cioè β = α − π / 2 , e quindi il fattore di potenza cos(β − α ) è

uguale a 0. Di conseguenza la potenza complessa assorbita dal condensatore ha parte reale uguale a

zero e quindi la potenza media assorbita dal condensatore è uguale a zero; la potenza reattiva

assorbita è negativa (la reattanza del condensatore passivo è minore di zero) e vale

QC = −VmIm

2=

XcIm2

2=

Vm2

2 Xc. (80)

La potenza istantanea assorbita dal condensatore è data da (la tensione del condensatore è

v(t) = Vm cos(ωt +β) )

p(t) =ωCVm

2

2cos[2(ωt + β + π / 4)] ; (81)

essa è una funzione periodica di periodo T/2, che oscilla tra − 12 ωCVm

2 e 12 ωCVm

2 ; 12 CVm

2 è il

valore massimo dell'energia immagazzinata nel condensatore. Il valore medio su un periodo della

potenza istantanea assorbita dal condensatore è nullo, come previsto, perché non c'è dissipazione di

energia: il condensatore è un bipolo conservativo.

- Induttore

Si consideri un induttore di induttanza L percorso dalla corrente i(t ) = Im cos(ωt + α) ; il fasore

rappresentativo è I = Im eiα . Dalla relazione caratteristica dell'induttore V = iXL I (convenzione

dell'utilizzatore), dove XL = ωL , si ha che il fasore V = Vm eiβ rappresentativo della tensione è

sfasato di 90° in anticipo rispetto al fasore della corrente I (l'induttanza L è maggiore di zero), cioè


β = α + π / 2 , e quindi il fattore di potenza cos(β − α ) è di nuovo uguale a 0. Di conseguenza la

potenza complessa assorbita dall'induttore ha parte reale uguale a zero, come nel caso del

condensatore, e quindi la potenza media assorbita dall'induttore è uguale a zero. La potenza reattiva è

positiva (la reattanza dell'induttore passivo è maggiore di zero) e vale

QL =VmIm

2=

XL Im2

2=

Vm2

2 XL

. (82)

La potenza istantanea assorbita dall'induttore è data da

p(t) =ωL Im

2

2cos[2(ωt + α + π / 4)] ; (83)

anch'essa è una funzione periodica di periodo T/2, che oscilla tra − 12 ωL Im

2 e 12 ωL Im

2 ; 12 L Im

2 è il

massimo dell'energia immagazzinata nell'induttore. La potenza media assorbita dall'induttore

calcolata su un periodo è nulla, come previsto, non essendoci dissipazione di energia: l'induttore,

come il condensatore, è un bipolo conservativo.

- generatori indipendenti

Si consideri un generatore indipendente di tensione e(t ) = Em cos(ωt + ϕ) ; il fasore

rappresentativo è E = Em eiϕ ed è indipendente da quello della corrente. La corrente che in esso

circola dipende dal circuito a cui il generatore è connesso. Di conseguenza non è possibile dire niente

circa la potenza complessa assorbita (e quindi la potenza media e la potenza reattiva), dal generatore

di tensione senza specificare il circuito a cui esso è collegato. Le stesse considerazioni valgono per il

generatore indipendente di corrente sinusoidale. Se i generatori erogano energia, allora la potenza

media erogata è positiva.

- Applicazione: rifasamento

Si consideri il circuito rappresentato in figura 14a. Esso è in regime sinusoidale. Determinare la

potenza media e la potenza reattiva erogate dal generatore di tensione sinusoidale

e(t ) = Em cos(ωt + ϕ) .

Figura 14 Circuito da rifasare (a) e circuito rifasato (b).

Il fasore rappresentativo della tensione è E = Em eiϕ , mentre quello della corrente

i(t ) = Im cos(ωt + α) è I = Im eiα . Siccome l'impedenza equivalente della serie costituita dal

resistore e dall'induttore è Ý Z eq = R + iωL , il fasore I è dato da


I = E Ý Z eq

= E Zeq

e− igγ , (84)

dove

Ý Z eq = Z eqe iγ = R + iωL, Zeq = R2 + (ωL)2 , γ = arctg(ωL / R) . (85)

Il fasore della corrente I è in ritardo di un angolo γ rispetto a quello della tensione E del

generatore. La potenza complessa erogata dal generatore di tensione è

ˆ P =E I ∗

2=

Em Im

2(cos γ + i sinγ ) , (86)

pertanto la potenza media erogata dal generatore è

ˆ P m = Re ˆ P =EmIm

2cos γ =

Em2

2Zeqcosγ , (87)

e la potenza reattiva erogata è

ˆ Q = Im ˆ P =Em Im

2sin γ =

Em2

2Zeqsin γ . (88)

Essendo 0 < γ < π / 2 , la potenza media e la potenza reattiva erogate dal generatore sono entrambe

positive, cioè il generatore in questo circuito eroga potenza elettrica media e potenza reattiva. Questo

risultato è in accordo con quanto si potrebbe prevedere applicando la conservazione delle potenze

medie e delle potenze reattive. Siccome la potenza media assorbita dall'induttore è uguale a zero, la

potenza media che assorbe il resistore deve essere erogata necessariamente dal generatore. Inoltre,

siccome la potenza reattiva assorbita dal resistore è uguale a zero, la potenza reattiva che assorbe

l'induttore deve essere erogata necessariamente dal generatore.

Si consideri ora il circuito di figura 14b. Esso è stato ottenuto dal circuito illustrato in figura 14a,

aggiungendo un condensatore in parallelo alla serie costituita dal resistore e dall'induttore. È evidente

che la corrente nella serie RL è la stessa che si ha nel circuito di figura 14a, mentre la corrente del

generatore è diversa. Essa è data da

I g = I + I C =1Ý Z eq

+ i ωC

E . (89)

Per determinare la potenza media e la potenza reattiva erogate dal generatore per questa nuovaconfigurazione non è necessario determinare la corrente I g del generatore. È possibile applicare

direttamente la conservazione della potenza media e della potenza reattiva. Immediatamente si ha

ˆ P m =Em

2

2Zeqcos γ , (90)

ˆ Q =1

Zeqsin γ − ωC

Em

2

2. (91)


Ovviamente la potenza media erogata è uguale a quella erogata nel circuito di figura 14a, mentre la

potenza reattiva è diversa a causa della potenza reattiva assorbita dal condensatore. Siccome il

condensatore eroga potenza reattiva, c'è un valore di capacità, per fissata pulsazione, in

corrispondenza della quale la potenza reattiva che eroga il condensatore è uguale a quella che assorbe

l'induttore, e quindi la potenza reattiva erogata dal generatore è uguale a zero, pur restando inalterata

la potenza media da esso erogata.

Questo è il principio su cui si basa il rifasamento di un bipolo costituito da resistori e induttori.

Rifasare un bipolo di tale genere significa introdurre una capacità in parallelo a esso in modo tale da

ridurre la potenza reattiva erogata dal generatore e lasciare inalterata la potenza media. Il

condensatore è inserito in parallelo e non in serie perché in questo modo la tensione sul bipolo da

rifasare resta inalterata. La potenza apparente messa in gioco dal generatore nel circuito di figura 14b

è più piccola di quella messa in gioco dallo stesso generatore nel circuito di figura 14a. Pertanto, a

parità di potenza media erogata, il valore massimo della corrente del generatore è più grande nel

circuito di figura 14a. Il bipolo equivalente al condensatore in parallelo alla serie RL ha un fattore di

potenza più grande di quello della sola serie RL.

8.5.2 Caratterizzazione di un bipolo di sole impedenze

Si consideri un bipolo lineare tempo-invariante in regime sinusoidale costituito da resistori,

induttori, condensatori, trasformatori, etc ; il bipolo è, ad esempio, alimentato da un generatore

indipendente di corrente sinusoidale. Siano I e V i fasori rappresentativi della corrente e della

tensione, rispettivamente. L'impedenza del bipolo è

Ý Z =V

I . (92)

Siano:

Pm = somma delle potenze medie assorbite dagli elementi statici

QL

= somma delle potenze reattive assorbite dagli induttori e dai trasformatori

QC

= somma delle potenze reattive erogate dai condensatori

Si ha allora che:

Ý Z = R + iX = 2P

Im2 = 2

P m + i(QL− ˆ Q

C)

Im2 , (93)

ovvero

R = 2Pm

Im2 , (94)

X = 2(Q

L− ˆ Q

C)

Im2 . (95)

La (93) si ottiene applicando la conservazione della potenza complessa al circuito costituito dal

bipolo di sole impedenze e dal generatore di tensione. La dimostrazione la si lascia al lettore. Come

previsto Ý Z = 2P / Im2 , dove P è la potenza complessa totale assorbita dal bipolo: maggiore è la


potenza media assorbita dal bipolo (maggiore è la dissipazione se il bipolo è passivo), più grande è la

parte reale dell'impedenza; maggiore è il valore assoluto della potenza reattiva assorbita dal bipolo,

più grande è la parte immaginaria dell'impedenza.

Se il bipolo è costituito da sole induttanze, capacità, circuiti accoppiati e giratori, allora

l'impedenza ha solo parte immaginaria. La parte immaginaria è maggiore di zero se la potenza

reattiva assorbita dagli induttori è maggiore di quella erogata dai condensatori (comportamento

prevalentemente induttivo) ed è minore di zero nel caso contrario (comportamento prevalentemente

capacitivo).

Se il bipolo è costituito da soli elementi statici l'impedenza ha solo parte reale. La parte

immaginaria dell'impedenza può essere nulla anche quando nel bipolo ci sono induttori, condensatori

e circuiti accoppiati: ciò accade se la potenza reattiva assorbita dagli induttori è uguale a quella

erogata dai condensatori (circuiti risonanti).

Si assuma, ora, che gli elementi del bipolo siano tutti passivi. La potenza media assorbita dai

resistori è positiva, quindi

R ≥ 0 . (96)

Pertanto l'argomento γ dell'impedenza, Ý Z = Zei γ , deve verificare la condizione

−π / 2 ≤ γ ≤ π / 2 . (97)

Se il bipolo è costituito da soli resistori e/o induttori (circuito RL) la parte immaginaria

dell'impedenza è sempre maggiore di zero,

X ≥ 0 0 ≤ γ ≤ π / 2 . (98)

In questo caso il fasore V della tensione è in anticipo rispetto a quello della corrente I .

Se il bipolo è costituito da soli resistori e/o condensatori (circuito RC) la parte immaginaria

dell'impedenza è sempre minore di zero,

X ≤ 0 − π / 2 ≤ γ ≤ 0 . (99)

In questo caso il fasore V della tensione è in ritardo rispetto a quello della corrente I .

Se il bipolo è costituito da resistori, condensatori, induttori, giratori, trasformatori, ed elementi

attivi, come, ad esempio, amplificatori operazionali e generatori controllati, allora il punto

rappresentativo dell'impedenza nel piano complesso può trovarsi in qualsiasi quadrante, e quindi non

c'è alcun vincolo per γ.

8.6 Reti in regime periodico e quasi-periodico

- Sovrapposizione di un regime stazionario e di un regime sinusoidale

Si consideri un circuito N lineare, tempo-variante e dissipativo pilotato, ad esempio, da due

generatori indipendenti, uno sinusoidale a pulsazione ω e l'altro stazionario, (figura 15). I due

generatori impongono un regime dato dalla sovrapposizione dei regimi che ciascun generatore


imporrebbe se agisse da solo: il regime stazionario imposto dal generatore stazionario e il regime

sinusoidale a pulsazione ω imposto dal generatore sinusoidale.

Si considerino i due circuiti ausiliari ottenuti spegnendo un generatore per volta. Il circuito

ausiliario N' è in regime stazionario e il circuito ausiliario N" è in regime sinusoidale a pulsazione ω.

La soluzione di regime del circuito N è data da (k=1, 2, ..., b)

ik t = ′ i k t + ′ ′ i k t

vk t = ′ v k t + ′ ′ v k t (100)

dove

′ i k t = Ik ′ v k t = Vk , (101)

sono le soluzioni del circuito N' in regime stazionario, e

′ ′ i k t = ,mk FRVωt + αk

′ ′ v k t = 9mk FRVωt + βk (102)

sono le soluzioni del circuito N" in regime sinusoidale. Pertanto la soluzione di regime del circuito N

è (k=1, 2, ..., b)

ik t = Ik + ,mk FRVωt + αk

vk t = Vk + 9mk FRVωt + βk (103)

Questo regime non è più sinusoidale, ma è periodico: il periodo è quello imposto dal generatore

sinusoidale, T = 2π / ω .

Il circuito N' in regime stazionario può essere risolto con la tecnica illustrata nel §1, mentre il

circuito in regime sinusoidale N" può essere risolto con il metodo fasoriale.

Figura 15

La potenza istantanea pk (t) assorbita dal k-esimo bipolo vale

pk (t) = vk ( t)ik ( t) = [Vk + Vmk cos(ωt + βk )][ Ik + Imk cos(ωt + αk )] . (104)

Per la potenza istantanea non vale la proprietà della sovrapposizione degli effetti: l'espressione (104)

non è la somma delle potenze istantanee assorbite dal k-esimo bipolo nel circuito N' e nel circuito

N".


La potenza istantanea pk (t) data dalla (104) è una funzione periodica con periodo T = 2π / ω . Si

consideri il suo valore medio Pmk sul periodo T. Si ottiene:

Pmk ≡1

Tpk (τ)dτ

0

T

∫ = VkIk +1

2VmkImk cos(α k − βk ) . (105)

La potenza media Pmk è uguale alla somma delle potenze medie assorbite dal k-esimo bipolo nel

regime stazionario del circuito N' e nel regime sinusoidale del circuito N". Come si vedrà, tale

risultato è di validità generale.

- Sovrapposizione di regimi sinusoidali

Si consideri un circuito N lineare, tempo-invariante e dissipativo, pilotato, ad esempio, da due

generatori indipendenti sinusoidali che funzionano, rispettivamente, alle pulsazioni ω1 e ω2 con

ω1 ≠ ω2 , (figura 16). I due generatori impongono un regime dato dalla sovrapposizione dei regimi

che ciascun generatore imporrebbe se agisse da solo: il regime sinusoidale a pulsazione ω1 imposto

dal generatore sinusoidale a pulsazione ω1 e il regime sinusoidale a pulsazione ω2 imposto

dall'altro generatore sinusoidale.

Figura 16

Si considerino i due circuiti ausiliari ottenuti spegnendo un generatore per volta. Il circuito

ausiliario N' è in regime sinusoidale a pulsazione ω1 e il circuito ausiliario N" è in regime

sinusoidale a pulsazione ω2 . La soluzione di regime del circuito N è data da (k=1, 2, ..., b)

ik (t) = ′ i k (t) + ′ ′ i k (t)

vk (t) = ′ v k ( t) + ′ ′ v k ( t)(106)

dove′ i k (t) = ′ I mk cos(ω1t + ′ α k )

′ v k (t) = ′ V mk cos(ω1t + ′ β k )(107)

sono le soluzioni del circuito N' in regime sinusoidale, e


′ ′ i k (t) = ′ ′ I mk cos(ω2t + ′ ′ α k )

′ ′ v k (t) = ′ ′ V mk cos(ω2t + ′ ′ β k )(108)

sono le soluzioni del circuito N" in regime sinusoidale. Pertanto la soluzione di regime del circuito N

è (k=1, 2, ..., b)

ik (t) = ′ I mk cos(ω1t + ′ α k ) + ′ ′ I mk cos(ω2t + ′ ′ α k )

vk (t) = ′ V mk cos(ω1t + ′ β k ) + ′ ′ V mk cos(ω2t + ′ ′ β k )(109)

Il regime che si instaura nel circuito N non è sinusoidale, perché ω1 ≠ ω2 .

Il circuito N' in regime sinusoidale a pulsazione ω1 e il circuito N" in regime sinusoidale a

pulsazione ω2 possono essere risolti con il metodo fasoriale. Attenzione: le impedenze

corrispondenti al circuito N' sono diverse da quelle corrispondenti al circuito N", perché le

pulsazioni di funzionamento sono diverse!

È sempre possibile porre

ω1 = rω2 , (110)

dove U è un numero reale positivo. Se U è un numero razionale, cioè U può essere espresso come

rapporto tra due numeri interi,

U =Q1

Q2, (111)

allora le due sinusoidi hanno un periodo comune

Tc = Q12πω1

= Q22πω2

. (112)

In questo caso le correnti e le tensioni descritte dalle (109) sono funzioni periodiche di periodo Tc , e

quindi il regime è periodico di periodo Tc . Il caso più semplice è quando ω2 = Pω1 con P intero

(positivo). Se U è un numero irrazionale, cioè non esprimibile come rapporto tra interi, (per esempio

2 π, H OQ 2, ...), allora le espressioni date dalle (109) non sono periodiche e il regime non è

periodico: in questo caso il regime si dice quasi-periodico.

La potenza istantanea pk t assorbita dal k-esimo bipolo vale

pk t = vk tik t

= > ′ 9mk FRVω1t + ′ β k + ′ ′ 9mk FRVω2t + ′ ′ β k @> ′ ,mk FRVω1t + ′ α k + ′ ′ ,mk FRVω2t + ′ ′ α k @ (113)

Per la potenza istantanea, come nel caso analizzato in precedenza, non vale la proprietà della

sovrapposizione degli effetti. L'espressione (113) non è la somma delle potenze istantanee assorbite

dal k-esimo bipolo nel circuito N' e nel circuito N".

Si assuma che U sia un numero razionale. La potenza istantanea pk t è una funzione periodica

con periodo Tc . Allora, il suo valore medio sul periodo Tc , 3Pk , vale:

3 k ≡1

Tcpk τdτ

0

T c

∫ =1

2′ V k ′ I k FRV ′ α k − ′ β k +

1

2′ ′ 9mk ′ ′ ,mk FRV ′ ′ α k − ′ ′ β k . (114)


La potenza media 3Pk è uguale alla somma delle potenze medie assorbite dal k-esimo bipolo nel

circuito N' e nel circuito N" se r è un numero razionale, cioè alla somma delle potenze medie

assorbite se i generatori agissero uno alla volta. Attenzione !!!: la (114) non vale se ω1 = ω2 , cioè

se r=1.

La (114) è stata ottenuta utilizzando l'integrale definito notevole

FRV mxFRVnx0

2 π∫ dx =

1 2 se m = n

0 se m ≠ n

(115)

dove m e n sono due numeri interi.

Se U non è un numero razionale, non esiste un periodo comune, e la potenza media non può essere

definita come nella (114). Per un regime quasi-periodico si definisce la potenza media 3Pk come

3Pk ≡ OLPT→∞

1

Tpk

0

T

∫ τdτ

. (116)

Sostituendo le (109) nella (115) si ottiene ancora (i calcoli sono un pò lunghi, ma semplici)

Pmk =1

2′ V k ′ I k cos( ′ α k − ′ β k ) +

1

2′ ′ V mk ′ ′ I mk cos( ′ ′ α k − ′ ′ β k ) . (117)

Proprietà: sovrapposizione delle potenze medie

Si consideri una rete lineare, tempo-invariante in regime permanente con due generatori sinusoidali

indipendenti che funzionino con due pulsazioni diverse. La potenza media assorbita dal generico

bipolo è uguale alla somma delle potenze medie assorbite dal bipolo se i generatori agissero uno alla

volta.

Questa proprietà si estende immediatamente al caso di M generatori sinusoidali indipendenti con

M pulsazioni diverse.

8.7 Circuiti risonanti

I circuiti risonanti sono di grande importanza: (a) essi sono impiegati nelle apparecchiature di

misura, nei circuiti di comunicazione (filtri passa-banda, oscillatori, sincronizzatori, ...), nei circuiti

convertitori da continua a continua, e così via; (b) esso costituisce un esempio del fenomeno fisico

generale della risonanza.


Figura 17 Circuito RLC serie pilotato con un generatore sinusoidale.

Noi studieremo in dettaglio il circuito risonante RLC serie, figura 17a, costituito dalla serie di un

resistore di resistenza R, di un condensatore di capacità C e di un induttore di induttanza L,

alimentato da un generatore di tensione sinusoidale et = (m FRVωt . Considerazioni analoghe

possono essere svolte per quello RLC parallelo. Si assuma che il resistore, il condensatore e

l'induttore siano passivi.

Si consideri il funzionamento in regime sinusoidale del circuito in esame (esso è dissipativo solo

se R ≠ 0 ); in figura 17b è illustrato il circuito di impedenze corrispondente. Il fasore ,= ,m eLα

rappresentativo della corrente it = ,m FRVωt + α è dato da

,=(é=

, (118)

dove (= (m è il fasore rappresentativo della tensione del generatore e

−+=

&

1/iRZeq

& , (119)

è l'impedenza equivalente della serie. Il valore massimo della corrente è

,m =(m

R2 + ωL − 1

ωC

2, (120)

e la fase iniziale è

α = −DUFWJ ωL −1

ωC

R

. (121)

Si consideri, ora, l'andamento dell'ampiezza della corrente i(t) e della fase iniziale al variare di ω

(è possibile concepire un esperimento in cui l'ampiezza del generatore sinusoidale è fissata e la

pulsazione, invece, viene cambiata). È immediato verificare che la funzione ,m = ,mω definita

dalla (120) tende a zero per ω → 0 e ω → ∞ e assume il massimo in corrispondenza della

pulsazione caratteristica del circuito ω0 data da (figura 18),

ω0 =1

LC. (122)

La pulsazione ω0 prende il nome di pulsazione di risonanza del circuito.

Per ω → 0 il modulo dell'impedenza é= tende all'infinito perché tende all'infinito il modulo della

reattanza del condensatore e per ω → ∞ il modulo di é= tende di nuovo all'infinito perché ora è la

reattanza dell'induttore che tende all'infinito. Alla pulsazione di risonanza la parte immaginaria

dell'impedenza Ý Z è uguale a zero, perché la reattanza del condensatore è l'opposta di quella

dell'induttore, e quindi il modulo di Ý Z assume il valore minimo. Quando la pulsazione del

generatore è uguale alla pulsazione di risonanza si dice che il generatore è in risonanza con il


circuito. Si osservi che la pulsazione di risonanza coincide con la frequenza naturale del circuito

quando R=0.

Alla risonanza l’ampiezza della corrente vale

Im(ω0 ) =Em

R. (123)

Il valore della corrente alla risonanza è uguale alla corrente che si avrebbe se nel circuito vi fosse

solo il resistore. Alla risonanza la tensione del condensatore V C è l'opposto di quella dell'induttore

V L ,

V C(ω0 ) + V L (ω0 ) = 0 , (124)

e quindi la tensione sul resistore è uguale a quella del generatore. La (124) è conseguenza del fatto

che la reattanza dell'induttore è positiva e quella del condensatore è negativa (l'induttore assorbe

potenza reattiva e il condensatore la eroga).

ω

Em/R

ω0

Im(ω)

0

Figura 18 Diagramma dell'ampiezza Im(ω) .

π/2

0

−π/2

0 ω0

ω

α(ω)

Figura 19 Diagramma della fase α(ω) .


L’andamento della fase α(ω) al variare della pulsazione del generatore è illustrato nel diagramma

di figura 19. Per ω ≤ ω0 la fase iniziale è positiva, cioè il fasore della corrente è in anticipo rispetto

a quello della tensione applicata (prevale il comportamento capacitivo): per ω → 0, α → π / 2 . Per

ω0 ≥ ω la fase iniziale è negativa, cioè il fasore della corrente è in ritardo rispetto a quello della

tensione applicata (prevale il comportamento induttivo): per ω → ∞, α → −π / 2 . Per ω0 = ω la

corrente è in fase con la tensione applicata, perché l'impedenza equivalente Ý Z ha solo parte reale.

Si consideri la tensione sull'induttore alla risonanza. Essa è data da

V L = iE ω0L

R. (125)

Pertanto il valore massimo VmL della tensione dell'induttore alla risonanza è

VmL = QEm , (126)

dove

Q =ω0L

R. (127)

Il parametro adimensionale Q prende il nome di fattore di qualità del circuito risonante serie. Esso

può essere maggiore o minore di uno, a seconda dei parametri del circuito.

Dalla (126) si ha che in un circuito risonante RLC serie il valore massimo della tensione

sull'induttore è più grande del valore massimo della tensione del generatore se il fattore di qualità del

circuito è maggiore di uno: in questo circuito c'è “l'amplificazione” del valore massimo della

tensione.

Per evidenziare la dipendenza del fasore della corrente dal fattore di qualità e da ω, si consideri la

grandezza

H(i ω) ≡I

I0, (128)

dove I0 = Em / R è il valore massimo dell'ampiezza della corrente. La funzione complessa H(i ω)

della variabile reale ω è adimensionale e il valore massimo del modulo è uguale a uno. È immediato

verificare che

H(i ω) =1

1 + i Q[(ω / ω0 ) − (ω0 / ω)]. (129)

Posto

A(ω / ω0 ) = H(i ω)

φ(ω / ω0 ) = arg[H(iω)](130)

si ha

A(ω) = 1

1 + Q2[ (ω / ω0 ) − (ω0 / ω)]2,

φ(ω) = −arctgQ[(ω / ω0) − (ω0 / ω)].

(131)


Nelle figure 20 e 21 sono illustrate i grafici dell’ampiezza A(ω/ω0) e della fase φ(ω/ω0) al crescere

del fattore di qualità. Quanto più alto è il fattore di qualità tanto più stretta è la regione nell'intorno di

ω/ω0=1 in cui l'ampiezza A(ω/ω0) è vicina al valore massimo e tanto più brusco è il cambiamento di

pendenza della curva della fase iniziale nell'intorno della risonanza.

0

0,2

0,4

0,6

0,8

1

0,8 0,9 1 1,1 1,2

A(ω/ω0)

ω/ω0

Q=5

Q=20

Q=40

Figura 20 Diagramma di A(ω/ω0).

-2

−π/2

-1

-0,5

0

0,5

1

π/2

2

0,8 0,9 1 1,1 1,2

φ(ω/ω0)

ω/ω0

Q=5Q=20

Q=40

Figura 21 Diagramma di φ(ω/ω0).

Osservazione

Il fenomeno della risonanza, appena descritto, è dovuto alla presenza nel circuito dell'induttore e

del condensatore, cioè di un elemento che assorbe potenza reattiva e di un altro che la eroga. Questo

fenomeno non si osserva se nel circuito ci sono soli induttori, ad esempio, in un circuito RL serie. In

questo caso il fasore rappresentativo della corrente è

I =E

R + iωL, (132)


quindi l’ampiezza della corrente vale

Im(ω) =Em

R2 + ω2L2. (133)

L'ampiezza della corrente è una funzione decrescente della pulsazione: essa ha il valore massimo in

ω = 0 , Im(ω = 0) = Em / R , e tende asintoticamente a zero per ω → ∞ . A differenza del circuito

serie RLC, il modulo dell'impedenza equivalente è una funzione strettamente crescente della

pulsazione. Inoltre l'ampiezza della tensione del resistore e l'ampiezza della tensione dell'induttore

sono minori dell'ampiezza della tensione del generatore, a differenza di quanto può accadere nel

circuito risonante RLC serie.

Il lettore provi a dimostrare che in un circuito costituito da soli induttori (o soli condensatori),

resistori e un solo generatore vale la proprietà di non amplificazione per i valori massimi delle

correnti e delle tensioni. Si noti che la proprietà di non amplificazione non vale, invece, per i valori

istantanei. Infatti, a causa degli sfasamenti, negli istanti di tempo in cui la tensione (o la corrente)

dell'unico generatore è zero, le tensioni sugli altri bipoli sono diverse da zero. In questi istanti alcuni

elementi conservativi erogano potenza elettrica.

Cosa accade nel circuito RLC serie quando R → 0 ? Quando la resistenza diminuisce l'ampiezza

della corrente cresce: alla risonanza essa cresce come 1 / R e quindi diverge per R → 0 . Per R=0

(circuito LC serie), il circuito è ancora passivo ma non è più dissipativo. Pertanto il circuito LC serie,

pilotato con un generatore sinusoidale di tensione, non ha un regime. È facile verificare che

l'equazione differenziale per la corrente i(t) del circuito è

d2i

dt2 +i

LC=

1

L

de

dt= −

ω Em

Lsin(ωt) . (134)

L'integrale generale della (134) è

i(t ) = Kcos(ω0t + β) + ip ( t) , (135)

dove K e β sono due costanti arbitrarie, che bisogna determinare assegnando le condizioni iniziali eip (t) è una soluzione particolare della (134).

L'integrale particolare della (134) è una funzione sinusoidale con la stessa pulsazione del

forzamento se e solo se ω ≠ ω0 . È facile verificare che

ip( t) = E m

2L

2ωω 2 − ω0

2 sin(ωt) per ω ≠ ω 0

tcos(ω0 t) per ω = ω0

(136)

Per ω ≠ ω0 la funzione i(t), descritta dalla (135), è la somma di due funzioni sinusoidali con

pulsazioni diverse, e quindi, in generale, è una funzione quasi-periodica che dipende dallo stato

iniziale dell'induttore e del condensatore (anche per t → +∞ ). Questa funzione è limitata per ogni

istante di tempo. Invece per ω = ω0 la (135) è la somma di una funzione sinusoidale ad ampiezza


costante e di una funzione sinusoidale con un’ampiezza che cresce linearmente nel tempo; per

t → +∞ l’ampiezza della corrente diverge.

In figura 22 è illustrata la forma d'onda della corrente quando lo stato iniziale dell'induttore è

quello di riposo e la tensione iniziale del condensatore è uguale a E m / 2 ,

i (t) = E m

2Lt cos(ω 0t) (137)

Quando non ci sono perdite e il generatore di tensione è in risonanza con il circuito, l'azione del

generatore è sincrona con l'oscillazione naturale del circuito. Ciò rende possibile un continuo

trasferimento di energia dal generatore al circuito. Nel caso illustrato in figura (22) la potenza

istantanea erogata dal generatore di tensione è

ˆ p e( t) =Em

2

Lt[cos(ω0t)]2 ≥ 0 . (138)

Essa è sempre positiva e la sua ampiezza cresce linearmente nel tempo: l'energia fornita dal

generatore è immagazzinata nell'induttore e nel condensatore.

i(t)

t0

Figura 22 Andamento temporale della corrente i(t) nel circuito risonante LC serie per condizioniiniziali nulle.

Per esercizio, il lettore descriva il fenomeno della risonanza nel circuito RLC parallelo illustrato in

figura 23.

Figura 23 Circuito risonante parallelo: j(t) = Jm cos(ωt + ϕ) .

8.8 Cenni sui sistemi elettrici di potenza e sulle reti elettriche trifase

Nell'ingegneria dei sistemi elettrici di potenza funzionanti in regime sinusoidale (come quelli che

producono energia elettrica e poi la distribuiscono per essere utilizzata nelle abitazioni, negli uffici,


nei laboratori, nelle industrie, ...) si usa definire il fasore rappresentativo di una generica grandezza

sinusoidale usando come modulo il valore efficace della grandezza sinusoidale al posto del valore

massimo.

Il valore efficace X eff (valore quadratico medio) di una grandezza periodica x( t) di periodo T è

così definito

X eff ≡1

Tx 2(t)dt

0

T

∫ ; (139)

quindi il valore efficace della grandezza sinusoidale a(t) = Am cos(ωt + α) è dato da

A eff ≡1

TA m cos(ωt + α )[ ]2 dt

0

T

∫ =A m

2. (140)

Il fasore rappresentativo della grandezza sinusoidale a(t) = Am cos(ωt + α) può essere, allora,

definito usando il valore efficace della grandezza sinusoidale come modulo, cioè

a(t) = Am cos(ωt + α) ⇔ A = Aeff eiα . (141)

È immediato verificare che la potenza media assorbita da un generico bipolo in regime sinusoidale è

(non c'è più il fattore 1/2)

Pm =1

Tp(τ)dτ

0

T

∫ = Ieff Veff cos(β − α) = Ieff Veff cos(φ) , (142)

dove abbiamo posto φ = (β − α) (la corrente è i(t ) = Im cos(ωt + α) e la tensione è

v(t) = Vm cos(ωt + β)). La potenza media assorbita dal resistore è (essa ricorda l'espressione del

caso stazionario)

Pm = R Ieff2 =

Veff2

R. (143)

La potenza complessa è definita come (non c'è più il fattore 1/2 perché il modulo del fasore

rappresentativo della tensione è il valore efficace della tensione e il modulo del fasore

rappresentativo della corrente è il valore efficace della corrente)

P = V I ∗ . (144)

L'espressione della potenza reattiva assorbita da un bipolo diventa

Q = Ieff Veff sin(β − α) = Pm tan φ. (145)

Ad esempio, nelle abitazioni, la società per l'energia elettrica fornisce l'alimentazione a 220 volt in

regime sinusoidale, dove 220 è il valore efficace della tensione sinusoidale; la frequenza della

tensione sinusoidale è 50 Hz. Pertanto la tensione istantanea è 220 2 cos(2π50t + γ )

(Vm = 220 2 ≅ 311 volt, ω = 2π50 ≅ 314 rad / s , la fase iniziale γ dipende dalla scelta

dell'origine per la coordinata temporale).


Nei sistemi di potenza i valori nominali di tensione e di corrente che assicurano il corretto

funzionamento del bipolo utilizzatore (ad esempio, una lampada elettrica, un televisore, un

computer, un motore elettrico monofase, ...) sono espressi tramite i valori efficaci.

In generale la caratteristica di un bipolo utilizzatore può essere specificata attraverso: (a) il valoreefficace Veff della tensione di funzionamento; (b) la potenza media nominale Pm assorbita dal

bipolo (oppure la potenza apparente); (c) il fattore di potenza cos φ; (d) e il segno della potenza

reattiva assorbita. Da queste grandezze è possibile ricavare tutte le altre, ad esempio, il valore

efficace nominale della corrente e l'impedenza del bipolo, utilizzando le relazioni (essendo R ≥ 0

per i bipoli passivi)

Ieff =Pm

Veff cosφ, φ = sgn(Q)arccos(cos φ) , (146)

R = Re Ý Z =Veff

2

Pm

cos2 φ, X = Im Ý Z = R tanφ . (147)

- Applicazione: trasmissione dell’energia elettrica

Si consideri il circuito rappresentato in figura 24. Esso è in regime sinusoidale. Determinare la

potenza media e la potenza reattiva assorbita dal bipolo di impedenza Ý Z L . Il bipolo utilizzatore “U” è

caratterizzato dal valore efficace nominale Vu della tensione, dalla potenza media assorbita Pu e

dal fattore di potenza cos φu (si assuma che la potenza reattiva da esso assorbita sia positiva).

Pertanto è fissato il valore efficace nominale della corrente Ieff u dell'utilizzatore e il ritardo del

fasore della corrente rispetto a quello della tensione. Il circuito è alimentato con un generatore di

tensione ( E è il fasore rappresentativo della tensione).

Nel circuito sono presenti due trasformatori ideali con rapporto di trasformazione n (n > 1). Il

primo trasformatore eleva il valore efficace della tensione di un fattore n , il secondo lo abbassa dello

stesso fattore. Questo circuito è il più semplice modello del sistema di trasmissione dell'energia

elettrica: l'impedenza Ý Z L porta in conto gli effetti dovuti ai conduttori delle linee elettriche con i

quali viene trasmessa l'energia elettrica dalle centrali di produzione ai luoghi dove deve essere

utilizzata (queste linee possono essere lunghe parecchie centinaia di chilometri, anche migliaia di

chilometri).

Figura 24 Modello semplificato di un sistema per la trasmissione dell'energia elettrica.

Posto Ý Z L = RL + i XL , (la parte reale è legata alle perdite per effetto joule nei conduttori che

trasportano l'energia elettrica e la parte immaginaria è legata al valore medio dell'energia del campo

magnetico immagazzinata nella regione di spazio attorno ai conduttori), la potenza media e la

potenza reattiva assorbite dal bipolo di impedenza Ý Z L sono, rispettivamente,


PL = RL Ieff L

2

QL = XL Ieff L2 .

(148)

Usando le equazioni caratteristiche del trasformatore ideale, si ottiene

V u =V 2n

V 1 = n E

I L = I un

I g = n I L.

(149)

Pertanto la potenza attiva e la potenza reattiva assorbite da Ý Z L sono

PL =1

n2 RL Ieff u2( ), QL =

1

n2 XL Ieff u2( ). (150)

Allora tra la tensione del generatore di tensione e la tensione del bipolo utilizzatore c'è la relazione

( Ý Z u è l'impedenza dell'utilizzatore):

V u− E =1

n2Ý Z L I u( )=

1

n2

Ý Z LÝ Z u

V u

. (151)

Un filo di rame con la sezione di 1 cm2 e lungo 1 km ha una resistenza elettrica di circa 0.2 Ω (alla

temperatura ambiente); pertanto un collegamento (realizzato con due fili) di 100 km è caratterizzato

da una resistenza elettrica di circa 40 Ω.

La resistenza equivalente di un'utenza domestica non supera il valore di 10 Ω, quella di un

condominio è molto più piccola perché è l'equivalente di tanti “resistori” equivalenti in parallelo, e

così via. Allora è chiaro che la resistenza del collegamento e così anche la reattanza possono essere

molto più grandi di quelle dell'utilizzatore. Se n fosse uguale a uno, il che è equivalente ad un sistema

senza trasformatori, avremmo che, la maggior parte della potenza prodotta dal generatore sarebbe

assorbita dal conduttore di collegamento e la tensione sull'utilizzatore sarebbe molto diversa da quella

del generatore. La cosa più grave sarebbe che la tensione dell'utilizzatore dipenderebbe sensibilmente

dalla sua impedenza (ad esempio, se il vicino di casa accendesse in questo istante la lavatrice o il

forno elettrico la tensione potrebbe ridursi in modo tale da non potere far funzionare il computer con

cui sto scrivendo). È, allora, evidente che se si utilizzano due trasformatori, così come descritto in

figura 24, con un rapporto di trasformazione n molto elevato (n può essere anche dell'ordine di 1000),

si riduce drasticamente la potenza assorbita dai conduttori di collegamento (essa deve essere molto

più piccola di quella realmente utilizzata) e la tensione sull'utilizzatore si discosta di poco dalla

tensione del generatore, perché viene ridotto drasticamente il valore efficace della corrente nei

conduttori di collegamento rispetto alla corrente dell'utilizzatore. In questo modo, dovendo restare

inalterata la potenza elettrica assorbita dal bipolo utilizzatore, viene aumentato notevolmente il valore

efficace della tensione tra i conduttori di collegamento (si raggiungono valori dell'ordine delle

centinaia di kV). Siccome non è possibile realizzare generatori di tensione sinusoidale di potenza con

valori efficaci così elevati, c'è bisogno del trasformatore T1 che eleva la tensione. Tipicamente in

una stazione di potenza la tensione prodotta da un generatore in alternata varia tra 10 e 30 kV. Viene,


poi, aumentata fino a centinaia di kV per trasmissioni a lunga distanza e infine diminuita per le

fabbriche, per i laboratori, gli uffici, le case ... .

Le perdite lungo la linea si riducono, anche, mantenendo il fattore di potenza dell’utilizzatore

quanto più possibile prossimo a uno (vedi esempio sul rifasamento). Per ridurre il fattore di potenza,

a parità di potenza media assorbita, basta collegare un condensatore in parallelo all'utilizzatore se

l'utilizzatore assorbe potenza reattiva (vedi l'esempio del rifasamento).

Un sistema di potenza con tensioni sinusoidali, quindi, è più conveniente di un sistema con

tensioni costanti poiché con esso è più facile aumentare e diminuire la tensione con trasformatori

(questi trasformatori devono essere necessariamente realizzati con induttori accoppiati perché le

grandezze elettriche in gioco sono molto elevate). Inoltre i generatori di tensioni sinusoidali

(alternatori) sono più facili da costruire rispetto alla apparecchiature che producono tensioni costanti

(generatori in continua o dinamo), perché gli avvolgimenti ad alta tensione e quindi ad elevate

correnti sono sulla parte fissa dell'apparecchiatura (statore), invece che sulla parte rotante (rotore)

come in una dinamo.

- Reti elettriche trifase

Alla fine di questo Capitolo spiegheremo il motivo per cui i generatori e più in generale i circuiti

trifase sono impiegati nei sistemi di potenza.

Un bipolo generatore di tensione sinusoidale di un sistema di potenza prende il nome di

generatore monofase. Oltre ai generatori monofase, nei sistemi di potenza in regime sinusoidale

sono molto diffusi i generatori trifase.

Figura 25

Si consideri un tripolo G e lo si caratterizzi attraverso i potenziali di nodo, figura 25 (il nodo di

riferimento per il potenziale è all'interno del tripolo G). Si assuma che i tre potenziali

e1 = e1(t), e2 = e2( t), e3 = e3( t) siano indipendenti dalle tre correnti i1 = i1(t), i2 = i2 (t),

i3 = i3( t) . Questo è un tripolo generatore indipendente di tensione. In figura 25b è illustrato un

circuito equivalente a stella costituito da tre bipoli generatori indipendenti di tensione (è possibile

anche considerare un circuito equivalente a triangolo). Ai potenziali di nodo e1(t), e2(t), e3(t) si

dà il nome di tensioni stellate del generatore (esse sono proprio le tensioni su ciascun bipolo

generatore del circuito equivalente a stella di figura 25b). Alle tre tensioni v12( t), v23( t), v31(t) si

dà il nome di tensioni concatenate. Per esse si ha


v12 = e1 − e2

v23 = e2 − e3

v31 = e3 − e1.

(152)

Le tre tensioni stellate sono tra loro indipendenti, invece le tre tensioni concatenate non sono

indipendenti tra di loro: per la legge di Kirchhoff per le tensioni la loro somma deve essere uguale a

zero

v12 + v23 + v31 = 0 . (153)

Il tripolo G prende il nome di generatore sinusoidale trifase simmetrico di tensione se

e1(t) = Em cos(ωt + ϕ)

e2( t) = Em cos(ωt + ϕ − 2π / 3)

e2( t) = Em cos(ωt + ϕ − 4π / 3).

(154)

I fasori rappresentativi delle tensioni stellate sono

E 1 = Eeff eiϕ

E 2 = Eeff ei (ϕ−2π/3)

E 3 = Eeff ei(ϕ− 4π /3),

(155)

dove

Eeff =Em

2. (156)

Si Noti che per l’insieme delle tensioni stellate vale la relazione

E 1+ E 2 + E 3 = 0 , (157)

e quindi

e1(t) + e2( t) + e3(t) = 0 . (158)

I fasori rappresentativi delle tensioni concatenate sono

V 12 = E 1− E 2 = 3 E 1e− i π/6 = 3 Eeff ei (ϕ−π /6)

V 23 = E 2 − E 3 = 3 E 2e− i π/6 = 3 Eeff ei (ϕ−5π /6)

V 31 = E 3− E 1 = 3 E 3e− i π/6 = 3 Eeff ei(ϕ−3π/2 ).

(159)

Il diagramma fasoriale delle tensioni stellate e delle tensioni concatenate è illustrato in figura 26. Sia

per le tensioni stellate che per quelle concatenate i fasori rappresentativi formano una terna

simmetrica diretta (l'aggettivo “diretta” sta a indicare che il fasore E 1 (V 12 ) è in ritardo rispetto al

fasore E 2 (V 23) e così il fasore E 2 (V 23) è in ritardo rispetto al fasore E 3 (V 31)).


Figura 26 Diagramma fasoriale delle tensioni stellate e concatenate di un sistema trifase simmetricodiretto.

Si supponga di avere un generatore che produca tensioni sinusoidali trifase, come specificato

dall’equazione (154). Si connetta al tripolo G un tripolo utilizzatore U rappresentabile, ad esempio,

attraverso una configurazione a stella di tre bipoli con le tre impedenze Ý Z 1, Ý Z 2 , Ý Z 3 (in figura 27 è

rappresentato il circuito di impedenze corrispondente); è possibile considerare anche una

rappresentazione equivalente a triangolo attraverso le impedenze é=12 é=23 é=31 (queste impedenze

sono legate a quelle della rappresentazione a stella attraverso le relazioni di trasformazione stella-

triangolo che valgono per i resistori).

Figura 27

Applicando il metodo dei potenziali di nodo si ottiene

,1 =(1− (Q

é=1 ,2 =

(2 − (Qé=2

,3 =(3− (Q

é=3, (160)

dove (Q è il potenziale del centro stella dell'utilizzatore. Dovendo essere

,1+ ,2 + ,3 = 0 , (161)

utilizzando le (160) si ottiene l'espressione per il potenziale (Q

(Q =

(1é=1

+(2é=2

+(3é=3

1é=1

+ 1é=2

+ 1é=3

. (162)

Se le tre impedenze Ý Z 1, Ý Z 2 , Ý Z 3 sono diverse tra di loro, non c'è nessuna relazione particolare tra i

fasori rappresentativi delle tre correnti (in questo caso si dice che le tre correnti sono squilibrate e

l'utilizzatore è squilibrato).

Si consideri ora il caso in cui le tre impedenze siano uguali,

Ý Z 1 = Ý Z 2 = Ý Z 3 = Ý Z . (163)


In questo caso, essendo E 1+ E 2 + E 3 = 0 , si ottiene dalla (162)

E Q = 0 , (164)

e quindi

I 1 =E 1Ý Z

, I 2 =E 2Ý Z

, I 3 =E 3Ý Z

. (165)

Posto

Ý Z = Zei φu , (166)

dalle (165) si ha

I 1 =Eeff

Zei(ϕ− φu ), I 2 =

Eeff

Zei (ϕ−φu −2π/3), I 3 =

Eeff

Zei(ϕ− φu −4π/3) , (167)

e quindi le correnti nel dominio del tempo sono

i1(t) = Em

Zcos(ωt + ϕ − φu )

i2(t) =Em

Zcos(ωt + ϕ − φu − 2π / 3)

i3(t) =EmZ

cos(ωt + ϕ − φu − 4π / 3).

(168)

Quando le tre impedenze sono uguali, le tre correnti costituiscono anche esse una terna simmetrica

diretta. In questo caso si dice che il sistema trifase è equilibrato nelle correnti e si dice che

l'utilizzatore è un carico equilibrato. Si osservi che le tre correnti (168) (o (167)) sono le stesse che

si avrebbero se i due centri stella fossero collegati con un corto circuito (cioè con un conduttore

ideale).

Si calcoli ora la potenza istantanea fornita dal generatore trifase G all'utilizzatore U quando esso è

equilibrato. Si ottiene

p(t) = i1( t)e1(t) + i2(t)e2( t) + i3( t)e3(t)

=Eeff

2

Zcosφu + cos(2ωt + 2ϕ − φu )[ ]+

Eeff

2

Zcosφu + cos(2ωt + 2ϕ − φu − 4π / 3)[ ]+

Eeff

2

Zcosφu + cos(2ωt + 2ϕ − φu − 8π / 3)[ ].

(169)

È facile verificare, tramite il calcolo diretto, che la somma dei tre termini sinusoidali a pulsazione 2ω

è identicamente nulla (anche ad essi corrisponde una terna simmetrica di fasori rappresentativi), e

quindi la potenza istantanea erogata dal generatore trifase è costante nel tempo ed è

p(t) = 3Eeff

2

Zcosφu . (170)

Pertanto la potenza erogata da un generatore trifase, quando il sistema delle correnti è equilibrato

(carico equilibrato), è costante in regime sinusoidale. Di conseguenza la coppia meccanica richiesta


dall'alternatore trifase è anche essa costante nel tempo (di conseguenza non si hanno vibrazioni

nell'intero sistema meccanico che fornisce l'energia che l'alternatore trasforma in energia elettrica). In

questi casi la potenza istantanea è uguale a quella media e quindi è uguale alla parte reale della

potenza complessa assorbita dal tripolo utilizzatore. Invece, negli alternatori monofase la coppia è

variabile nel tempo perchè la potenza istantanea varia periodicamente.

Nelle industrie, nei laboratori, ... la società per l'energia elettrica fornisce un'alimentazione trifase

con una tensione concatenata a 380 volt e quindi una tensione stellata a circa 220 volt (380 e 220

sono i valori efficaci e la frequenza è sempre 50 Hz).

Per i carichi equilibrati i valori nominali di tensione e di corrente che assicurano il corretto

funzionamento (ad esempio, un motore trifase, l'alimentatore di un sistema di calcolo o di un

impianto di telecomunicazione, ...) sono espressi tramite i valori efficaci. In generale la caratteristica

può essere specificata, allo stesso modo del caso monofase, cioè attraverso il valore efficace dellatensione concatenata Veff (o della tensione stellata), la potenza media nominale Pm assorbita dal

carico (oppure la potenza apparente), il fattore di potenza cos φ e il segno della potenza reattiva

assorbita. Da queste grandezze è possibile ricavare tutte le altre, come nel caso dell'utilizzatore

monofase. Per il valore efficace nominale delle correnti, per lo sfasamento del fasore della corrente

rispetto a quello della tensione stellata corrispondente e per l'impedenza del bipolo equivalente nella

rappresentazione a stella si hanno le seguenti formule (essendo R ≥ 0 per gli elementi passivi)

I eff = Pm

3 Veff cosφ, φ = sgn(Q)arccos (cosφ) , (171)

R = Re Ý Z =3 Veff

2

Pm

cos2 φ, X = Im Ý Z = R tanφ . (172)

8.9 Voltmetro, amperometro e wattmetro

La misura delle grandezze elettriche di un circuito è fondamentale nella fase di realizzazione di un

circuito, nello studio sperimentale del suo comportamento e nel controllo del suo funzionamento. Noi

qui faremo solo dei brevi cenni agli elementi circuitali ideali che modellano gli strumenti di misura

fondamentali: il voltmetro, l'amperometro e il wattmetro. Il voltmetro, in generale, misura la tensione

tra due nodi di un circuito, l'amperometro misura la corrente che circola nel terminale di un dato

elemento e il wattmetro misura la potenza assorbita da un elemento.


Figura 28 Simbolo del voltmetro (a), inserzione del voltmetro (b), simbolo dell’amperometro (c) einserzione dell’amperometro (d).

- Voltmetro

Il voltmetro ideale è un bipolo (il simbolo è illustrato in figura 28a), che inserito in un circuito,

come illustrato in figura 28b, misura la tensione tra i due nodi a cui è collegato. Per misurare la

tensione di un bipolo bisogna collegare il voltmetro in parallelo ad esso: in figura 28b il voltmetro

misura la tensione del bipolo B.

Il voltmetro ideale si comporta da circuito aperto, cioè la corrente che circola in esso è sempre

uguale a zero, qualunque sia il valore della tensione ad esso applicato. Di conseguenza la sua

inserzione non altera il funzionamento del circuito.

In regime stazionario il voltmetro misura il valore della tensione; il contrassegno “+” sta a indicare

il riferimento per il verso della tensione indicata dallo strumento. Lo strumento indica la tensione che

ha come verso di riferimento quello che punta verso il morsetto contrassegnato con “+”. Ad esempio,

in figura 28b il voltmetro indica la tensione v.

In regime sinusoidale il voltmetro indica il valore efficace della tensione sinusoidale che si sta

misurando. In questo caso, essendo il valore efficace una grandezza definita positiva, non c'è nessun

morsetto di riferimento. Nel simbolo, ovviamente, viene omesso il contrassegno “+”. Ovviamente la

costituzione fisica dello strumento per la misura della tensione costante è diversa, almeno in parte,

dalla costituzione fisica dello strumento per la misura del valore efficace della tensione sinusoidale.

È possibile misurare una tensione variabile nel tempo con una forma d'onda arbitraria: in questo

caso il voltmetro dà l'evoluzione temporale della tensione in esame. Uno strumento che fa questo è

l'oscilloscopio. Attraverso opportuni sistemi è anche possibile convertire le tensioni rivelate in una

sequenza di bit e poi memorizzarli ed eventualmente elaborarli tramite un calcolatore (transient

recorder).

- Amperometro

L'amperometro ideale è un bipolo (il simbolo è illustrato in figura 28c), che misura la corrente che

circola nel terminale a cui è collegato, (figura 28d). Per misurare la corrente che circola in un bipolo

bisogna collegare l'amperometro in serie ad esso: in figura 28d l'amperometro misura la corrente che

circola nel bipolo B.


L’amperometro ideale si comporta da corto circuito, cioè la tensione tra i suoi terminali è sempre

uguale a zero, qualunque sia il valore della corrente che in esso circola. Di conseguenza la sua

inserzione, come nel caso del voltmetro ideale, non altera il funzionamento del circuito.

In regime stazionario l'amperometro misura il valore della corrente. Il contrassegno “+” sta a

indicare il riferimento per il verso della corrente indicata dallo strumento: lo strumento indica la

corrente che ha come verso di riferimento quello che punta verso il morsetto contrassegnato con “+”.

Ad esempio, in figura 28d l'amperometro indica la corrente i.

In regime sinusoidale l'amperometro indica il valore efficace della corrente sinusoidale che si sta

misurando. Anche in questo caso non c'è nessun morsetto di riferimento, e quindi nel simbolo viene

omesso il contrassegno “+”. La costituzione fisica dello strumento per la misura della corrente

costante è diversa, almeno in parte, dalla costituzione fisica dello strumento per la misura del valore

efficace della corrente sinusoidale.

Si osservi che, inserendo in serie a un bipolo la porta di controllo di un generatore di tensione

controllato in corrente, è possibile misurare la corrente che in esso circola attraverso un voltmetro

collegato alla porta di uscita, senza alterare il funzionamento di un circuito. In questo modo possiamo

misurare, ad esempio, una generica corrente variabile nel tempo utilizzando un oscilloscopio o un

transient recorder.

- Wattmetro

Il wattmetro ideale è un doppio bipolo (il simbolo è illustrato in figura 29a), che misura la potenza

assorbita da un bipolo se inserito come mostrato in figura 29b. Per misurare la potenza assorbita dal

bipolo bisogna collegare la porta voltmetrica in parallelo al bipolo e la porta amperomaterica in serie.

La porta voltmetrica “rileva” la tensione e la porta amperometrica la corrente. Se l'inserimento del

wattmetro è fatto in modo tale che i due contrassegni per i versi di riferimento della porta voltmetrica

e della porta amperometrica sono in accordo con la convenzione dell'utilizzatore, allora il wattmetro

indica la potenza assorbita, altrimenti indica la potenza erogata. In figura 29b il wattmetro misura la

potenza assorbita dal bipolo B.

La porta voltmetrica di un wattmetro ideale si comporta da circuito aperto e quella amperometrica

da corto circuito. Di conseguenza la sua inserzione, come nel caso del voltmetro e dell'amperometro

ideale, non altera il funzionamento del circuito.

In regime stazionario il wattmetro misura la potenza assorbita dal bipolo, invece in regime

sinusoidale il wattmetro misura la potenza media assorbita dal bipolo. Anche in questo caso la

costituzione fisica dello strumento per la misura della potenza nel regime costante è diversa dalla

costituzione fisica dello strumento per la misura della potenza media del regime sinusoidale.


Figura 29 Simbolo del wattmetro: 1A −1A’ morsetti porta amperometrica, 2V − 2V

’ morsetti portavoltmetrica (a), inserzione del wattmetro per la misura della potenza assorbita.

Cosa indica il wattmetro quando la porta amperometrica è connessa in serie a un bipolo diverso da

quello a cui è collegata la porta voltmetrica? In questo caso il wattmetro indica il prodotto tra la

tensione rivelata dalla porta voltmetrica e la corrente rivelata dalla porta amperometrica se le

grandezze sono costanti nel tempo, cioè

W = VI . (173)

Se le grandezze variano sinusoidalmente, allora il wattmetro indica

W = ReV I * , (174)

dove V e I sono, rispettivamente, i fasori della tensione e della corrente sinusoidali “rivelate” dalla

porta voltmetrica e dalla porta amperometrica (definiti in base ai valori efficaci). In entrambi i casi i

versi di riferimento per la tensione e la corrente sono concordi con i due contrassegni “+”.

CIRCUITI IN REGIME STAZIONARIO E SINUSOIDALE - Elettrotecnica · Giovanni Miano – Lezioni di...

Documents

Transcript of CIRCUITI IN REGIME STAZIONARIO E SINUSOIDALE - Elettrotecnica · Giovanni Miano – Lezioni di...