PROGETTAZIONE MONOLITICA CON GaAs FETs

1 COLLEGIO BORROMEO PV, 26.1.1995

PROGETTAZIONE MONOLITICA CON

GaAs FETsGIANLUIGI PESSINA

INFNISTITUTO NAZIONALE DI FISICA DI FISICA

NUCLEARESEZIONE DI MILANO

VIA CELORIA 16, 20133 MILANO

Gianluigi Pessina INFN Sez. di Milano-Bicocca


INDICE DEGLI ARGOMENTI

1) INTRODUZIONE QUALITATIVA AL COMPORTAMENTO FISICO DEL GaAs E DEL Si.

2) MODELLO ANALITICO DI UN FET PER STROZZAMENTO DI CANALE E DI VELOCITA’

3) IL RUMORE DI BASSA FREQUENZA NELL’GaAs

4) ESEMPI DI PROGETTAZIONE DI AMPLIFICATORI LINEARI AD ALTO GUADAGNO AD ANELLO APERTO PER FREQUENZE BASSE ED ALTE

5) IL FENOMENO DEL BACKGATING E DEL SELFBACKGATING

6) IL COLLASSO

7) CIRCUITI MONOLITICI A μ−ONDE: TECNICHE DI BASE



GaAs: Applicazioni

• La tecnologia ad GaAs e’ sempre stata canonicamente associata alle applicazioni nel campo militare e per le μ−onde.

• Successivamente e’ stata introdotta nei circuiti digitali per esempio A/D converter per oscilloscopi ultraveloci, o trasmissioni di segnali digitali su fibra ottica.

• In realta’ cio’ che e’ meno sfruttato e’ l’impiego dell’ GaAs in circuiti lineari ad alta frequenza (100-200MHz).

RISULTA QUINDI DI PARTICOLARE INTERESSE CONOSCERE QUALI CAMPI POSSONO DIVENTARE DI INTERESSE PER APPLICAZIONI CON GaAs AD ALTE E BASSE FREQUENZE.

OVVERO QUANDO IL LORO IMPIEGO DIVENTA COMPETITIVO ALL’USO DEL Si.



CONFRONTO GaAs Si

TUTTO PARTE DAL FATTO CHE NELL’ GaAs CHE E’ UN COMPOSTO DEL GRUPPO III (Ga) E V (As) LA MOBILITA’ E’ PIU’ ELEVATA CHE NEL Si (GRUPPO IV).

PER COMPRENDERE FISICAMENTE QUESTO OCCORRE ANDARE A VEDERE IN DETTAGLIO COSA AVVIENE NELLE BANDE DI VALENZA E CONDUZIONE.

NON E’ INFATTI SUFFICIENTE APPROSSIMARE IN MODO CLASSICO I DUE LIVELLI NEL SOLITO MODO:

Ec

EvRE

GIO

NI D

A

ES

PA

ND

ER

E



• LA RELAZIONE ENERGIA-MOMENTO NELLE VALLI DELLA BANDA DI CONDUZIONE E’ DI TIPO QUASI-QUADRATICA: E=αp2.

• LA RELAZIONE ENERGIA-MOMENTO PER UNA PARTICELLA

LIBERA E’: .

• NELLE VALLI LE CARICHE SI COMPORTANO A TUTTI GLI EFFETTI COME SE FOSSERO CARICHE LIBERE.

Banda diconduzione

Banda divalenza

Elettroni confinati

Nella buca l’energiaha la forma approssimata: E=αp2

LA GROSSA DIFFERENZA DELLE PRESTAZIONI E’ DOVUTA ALLA DIVERSA ENTITA’ DELLA COSI’ DETTA MASSA EFFICACE DEGLI ELETTRONI NEI DUE MATERIALI.

(**)

Lacune confinate

(**) S.M.SZE, “SEMICONDUCTOR DEVICES, PHYSICS AND TECHNOLOGY”,J.WILEY & SONS, 1985.

E p2m*

=



• ALLORA SI PUO’ SCRIVERE: .1

m*

d2Edp2=

GaAs

Si

LA PENDENZA DEL PROFILO ENERGETICO NELLA BANDA DI CONDUZIONE DEL GaAs E’ PIU’RIPIDA CHE NEL Si:

1m*

E’ PIU’ GRANDE NEL GaAs CHE NEL

Si.

• RISULTA: m*(GaAs)=0.067 me

m*(SI)=0.19 me

BANDA DI VALENZA

GaAs

Si

LA PENDENZA DEL PROFILO ENERGETICO NELLA BANDA DI VALENZA E’ MOLTO SIMILE NEI DUE MATERiALI:

• RISULTA: m*(GaAs) ≈ m*(SI) = 0.54 me

BANDA DI CONDUZIONE



• TRA UN URTO E L’ALTRO, CHE AVVIENE MEDIAMENTE IN UN INTERVALLO DI TEMPO τC,TUTTA L’ENERGIA ACQUISITA DAL CAMPO VIENE CEDUTA, PER CUI

Vd= τCa

• MA: .

• QUINDI IN DEFINITIVA LA VELOCITA’ MEDIA DI DERIVA NELLA DIREZIONE DEL CAMPO APPLICATO RISULTA ESSERE:

• RICAPITOLANDO: m*(Si) ≈ 3 m*(GaAs).

• PERO’ LA VELOCITA’ DIPENDE DALLA MASSA ANCHE SECONDO UN ALTRO ASPETTO.

• IL CAMPO ELETTRICO APPLICATO INDUCE UN MOTO ORDINATO AGLI ELETTRONI CHE E’ CONTINUAMENTE OSTACOLATO DAGLI URTI SUBITI CON GLI ELEMENTI PRESENTI NEL RETICOLO.

E

a eEm*

= −

Vde cm*

E

Vd = E

=− τ

μ



• τc RISULTA ANCH’ESSO DIPENDENTE DALLA MASSA EFFICACE POICHE’ LE INTERAZIONI IN QUESTIONE SONO SOSTANZIALMENTE DEI PROCESSI A DUE CORPI, TANTO MENO EFFICACI QUANTO PIU’ I CORPI HANNO MASSA DIFFERENTE.

• PERCIO’ NELL’GaAs VI E’ PRESENTE UN ULTERIORE FATTORE DI MERITO CHE CONTRIBUISCE ALLA VELOCITA’.

• CON CONTI MOLTO COMPLICATI SI ARRIVA A POTER DIRE CHE:

, ρ>0 , (ρGaAs > ρSi ) (**) μτ

ρ= − ÷ −e cm*

em*

1

MOBIILITA’ DELLE LACUNE E DEGLI ELETTRONI

LA μP DEI 2 MATERIALI E’ SIMILE (STESSA MASSA EFFICACE PER LE LACUNE)

LA μE DEI 2 MATERIALI RISULTA UN FATTORE 6 PIU’ALTA NEL GaAs CHE NEL Si (LA MASSA EFFICACE E’DIFFERENTE)

(**) M.SHUR, “PHYSISCS OF SEMICONDUCTOR DEVICES”, PRENTICE-HALL, 1990

Si

GaAs



ALTRO FATTO: μ DIPENDE DAL CAMPO APPLICATO

• LA VELOCITA’ E’ PROPORZIONALE AL CAMPO ELETTRICO APPLICATO FINO A CHE SI MANTIENE MINORE DELLA VELOCITA’ TERMICA.

• ALL’AUMENTARE DEL CAMPO APPLICATO SI HA QUINDI SATURAZIONE NELLA VELOCITA’.

• IL CAMPO IN UN CONDUTTORE DIPENDE DALLA d.d.p. APPLICATA AI SUOI CAPI ED E’ INVERSAMENTE PROPORZIONALE ALLA DISTANZA TRA I PUNTI DI

APPLICAZIONE:

• NEI DISPOSOTIVI AD ALTA FREQUENZA, DOVE LE DIMENSIONI DEL COMPONENTE SI FANNO VIA VIA PIU’ PICCOLE, I CAMPI APPLICATI SONO ELEVATI E FACILMENTE SI PUO’ INCORRERE NEL FENOMENO DETTO DELLA SATURAZIONE DELLA VELOCITA’

E VL

= Δ



LA VELOCITA’ NEL GaAs SATURA MOLTO PRIMA CHE NEL Si, A PARTIRE DA CAMPI ELETTRICI DELL’ORDINE DI 3KV/cm. INOLTRE VI E’ IL FENOMENO DEL PICCO NELLA VELOCITA’.

LA SATURAZIONE A BASSI CAMPI HA UN’IMPORTANTE CONSEGUENZA NEL FUNZIONAMENTO DI DISPOSITIVI UNIPOLARI, COME IL MESFET.

INFATTI 3KV/cm SIGNIFICANO SOLO 0.3V DI VDS AI CAPI DI UN DISPOSITIVO DI 1μm DI LUNGHEZZA DI GATE.

VELOCITA’ IN FUNZIONE DEL CAMPO

A

A



PERCHE’ SI HA IL PICCO NELLA VELOCITA’ NEL GaAs

OCCORRE CONSIDERARE CHE ESISTONO VALLI VICINE A DIFFERENTI LIVELLI ENERGETICI NELLA BANDA DI CONDUZIONE:

BASSI CAMPI VALLE PIU’ BASSA AD ALTA

MOBILITA’

CAM

PI M

EDI

VALL

E IN

TER

MED

IA CAMPI ALTI, VALLE PIU’ ALTA A BASSA

MOBILITA’



• I GaAs MESFET SONO DISPOSITIVI A GATE MOLTO CORTO NEI QUALI LA VELOCITA’ ACQUISTA VALORI ELEVATI.

• PER QUESTA RAGIONE SI POTREBBE PENSARE CHE NON SIANO IN GRADO DI SOPPORTARE GRANDI TENSIONI.

• IN REALTA’ POSSIEDONO SOSTANZIALMENTE LE STESSE CARATTERISTICHE DEI PROCESSI AL Si PIU’ VELOCI.

• ESEMPI:

PROCESSO GaAs QED/A DELLA TRIQUINT

SGS-THOMSON HF2CMOS: NMOS E PMOS 2μ BREAK. 5V (10V OPZIONALI)

ULTIMA SERIE DI OP.AM. ULTRAVELOCI BURR-BROWN (Ft>1GHz)

12V @ 1μ

±5V MAX POWER SUPPLY



RIASSUNTO DELLE CARATTERISTICHE FISICHE

• LA RESISTIVITA’ INTRINSECA DELL’GaAs E’ MOLTO PIU’ ELEVATA CHE NEL Si. CIO’ RENDE QUESTO MATERIALE CANONICAMENTE ADATTO ALLO SVILUPPO DI DISPOSITIVI INTEGRATI.

• I MESFET A CANALE n SONO REALIZZABILI SENZA DOVER PRENDERE PARTICOLARI PRECAUZIONI PER L’ISOLAMENTO RECIPROCO (A PARTE IL FENOMENO SIDE-GATING) CHE VEDREMO POI.

• AL CONTRARIO, NEL Si L’ISOLAMENTO NEI JFET n E’ RESO POSSIBILE SOLO GRAZIE ALL’INTRODUZIONE DELLE STRUTTURE ‘MESA’. (**)

(*)

(*) DATI TRIQUINT SEMICONDUCTOR.

(**) V.RADEKA, S.RESCIA, P.F.MANFREDI, V.SPEZIALI, IEEE TRAN. ON NUCL. SCI., v.38, p.83, 1991.









6) IL COLLASSO




PANORAMICA DEI DISPOSITIVI UNIPOLARI CHE SATURANO PER STROZZAMENTO DEL CANALE O PER

SATURAZIONE DI VELOCITA’

JFET OMESFET

• TUTTI I MODELLI ESISTENTI PARTONO APPROSSIMANDO LA REGIONE LINEARE DEL DISPOSITIVO CON LA TEORIA SVILUPPATA DA W.SHOCKELEY, COSI’ DETTA:

• ‘GRADUAL CHANNELL APPROXIMATION’

• DOVE SI ASSUME CHE IL CAMPO ELETTRICO NELLA DIREZIONE ⊥ AL CANALE (LUNGO Y) SIA >> DI QUELLO NELLA DIREZIONE DELLA CORRENTE, LUNGO X.

• SI PUO’ ALLORA RISOLVERE L’EQUAZIONE DI POISSON IN FORMA UNIDIMENSIONALE, OVVERO:

• a) VALUTARE PRIMA L’AMPIEZZA DELLA REGIONE DI SVUOTAMENTO CHE DETERMINA IL VOLUME DEL CANALE,

b) DA QUI LA CORRENTE FLUENTE NEL CANALE.

X

YZ



COMPORTAMENTO COMUNE: REGIONE LINEARE

• LO SPESSORE DELLA ZONA SVUOTATA E’ QUELLO DI UNA GIUNZIONE p-n :

• LA CORRENTE RISULTA QUINDI:

E, PER INTEGRAZIONE:

IN REGIME LINEARE VALE CHE LA CONDUTTANZA DI USCITA E’:

AD (X) AV(X) Vbi VG

VP

1/2=

+ −⎧⎨⎪

⎩⎪

⎫⎬⎪

⎭⎪

( ) ( )IDS g0

WL

VDS23

VDS Vbi VG3 / 2

VP

23

Vbi VG3 / 2

VP= −

+ −+

−⎧

⎨⎪

⎩⎪

⎫

⎬⎪

⎭⎪

( )gDS g0

WL

1 23

Vbi VG1/ 2

VP= −

−⎧

⎨⎪⎪

⎩⎪⎪

⎫

⎬⎪⎪

⎭⎪⎪

( )gDSg02V

WL

VT VGP

≈ − − VT Vbi VP= −,

X

[ ]IDS eND W A AD (X) dVdX

= − −μ



SATURAZIONE PER STROZZAMENTO

• SI SATURA QUANDO: AD(L)=A

VDSAT Vbi VGVP

1 VDSAT VT VG+ −

= = −⇒

• SOSTITUENDO: VDSAT= VG - VT NELLA EQ. DI IDSAT :

( ) ( )IDS g0WL

VP3

23

Vbi VG3 / 2

VPV V

g04VP

WL

V VGbi G T2

= −−

− + ≈ −

⎧

⎨⎪

⎩⎪

⎫

⎬⎪

⎭⎪

• QINDI, PER LA gm:

( ) ( )g g0WL

1 23

Vbi VG1/ 2

VP

g02V

WL

VT VG gmP

DS= −−

⎧

⎨⎪⎪

⎩⎪⎪

⎫

⎬⎪⎪

⎭⎪⎪

≈ − − ≡

•QUESTA CONDIZIONE SI VERIFICA QUANDO:

•IMPORTANTE: NELLA SATURAZIONE PER STROZZAMENTO LA CONDIZIONESOPRA E’ SODDISFATTA QUALSIASI SIANI I VALORI DI W EDL.

S D

L

L/2

VDSAT

LA gm IN ZONA SATURA E’ UGUALE ALLA gDS IN ZONA LINEARE, INFATTI:

( )IDS = g0 VGSWL

* VDSAT

gm E’ INVERSAMENTE PROPORZIONALE AD L.



SHORT CHANNEL EFFECT

• PER VDS > VDSAT IL PUNTO DI CHIUSURA DEL CANALE SI SPOSTA A SINISTRA.

CARICHE POSITIVECON DENSITA’ ND

• INFATTI SI FORZA UNA d.d.p. AI CAPI DI UNA REGIONE DOVE ESISTE

UNA CARICA FISSA eND:

ES. L

S

LA gDS NON E’ NULLA, MA DIPENDE DA VDS

ATTRAVERSO LS.

( )gDS g0W

L (VDS )g0

WL

1 VDSS S

= ≈ + λ

(AL PINCH-OFF LA LARGHEZZA DEL CANALE DEVE COMUNQUE ESSERE

FINITA: J=-eNDVS E J IW

DS=δ δ ESSENDO LA LARGHEZZA DEL CANALE)

V(X) (X L ) LS2 2∝ − ∝ Δd V

dXeN ,V(L ) = V

2

2D

S DSAT= −ε

ΔL V V2DS DSAT∝ −



SATURAZIONE PER VELOCITA’

• NELLA SATURAZIONE PER VELOCITA’ SIASSUME CHE LA VELOCITA’ IN FUNZIONE DEL CAMPO APPLICATO ABBIA LA DIPENDENZA:

• DALLE RELAZIONI: IDS ÷ A(x) . IDS ÷ V(X), dVdX

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

ELIMINANDO IDS , SI TROVA CHE IL CAMPO PER X=L E’:

( ) ( )( )

E(L)dVdX X = L

=L

VDS VP23

VDS Vbi VG3 / 2 2

3Vbi VG

3 / 2

V Vbi VG - VDS3 / 2

1

P

=− + − + −

− +

⎧

⎨⎪⎪

⎩⎪⎪

⎫

⎬⎪⎪

⎭⎪⎪

• PER L GRANDE IL DENOMINATORE TENDE A 0:

VVSAT = VSAT = VT + VG CHE E’ IL REGIME A STROZZAMENTO.

•PER L PICCOLO E’ SOSTANZIALMENTE IL NUMERATORE CHE DEVEANNULLARSI, QUINDI E(L)=ES PER QUALCHE VVSAT = VVSAT ≤ ES L;

• SI TROVA, RISOLVENDO PER VVSAT :

V E LV V

E L V VVSAT SG T

S G T

≈−

+ −

(*)

(*) “INTRODUCTION TO SEMICONDUCTOR TECHNOLOGY, GaAs AND RELATEDCOMPONDS”, ED. C.T.WANG, J.WILEY & SONS, 1990.

(**) K.HEIME, “InGaAs FET TRANSISTORS”, J.WILEY & SONS, 1989.

(**)

OVVERO: PIUTTOSTO CHE CERCARE VDS CHE CHIUDE IL CANALE, SI CERCA VDS CHE RENDA E(L)=ES



• LA IVSAT SODDISFA ALLA EQUAZIONE:

• UNA BUONA APPROSSIMAZIONE RISULTA ESSERE LA SEGUENTE:

LA gm NON E’ DIRETTAMENTE INVERSAMENTE PROPORZIONALEALLA LUNCGEZZA DI GATE

S D

L

L/2

VVSAT = ESL

VVSAT = ES(L/2)L: IDS g (V ) W

L E L = g (V )W0 GS S 0 GS=

L/2: IDS g (V ) W(L 2)

E (L 2) = g (V )W0 GS S 0 GS=

[ ]IVSAT eNDW A - AD(L) VS=

IVSAT

= g0

W 1V

VSATV

biV

GV

P

1 / 2

ES

−+ −⎡

⎣⎢

⎤

⎦⎥

⎛

⎝

⎜⎜

⎞

⎠

⎟⎟

( ) ( )IVSATVSW

A VP + 3ESLVG - VT=

2 2ε

( ) ( )gm VSW

A VP + 3ESLVG - VT=

4ε



GaAs SHORT CHANNEL EFFECT

•PER VDS > VVSAT LA STROZZATURA DEL CANALE SI SPOSTA A SINISTRA, DANDO ANCHE QUI IL SHORT CHANNEL EFFECT.

REGIONE I

REGIONE II

• LA DIPENDENZA DA VDS E’ PIU’ ACCENTUATA, PER CUI L’IMPEDENZA DI USCITA E’ PIU’ PICCOLA CHE NEI JFET. PER DUE RAGIONI:

1) IL CANALE E’ SEMIAPERTO PER CUI L A CARICA SPAZIALE E’ ≈ 0,

QUINDI L’EQ. DI POISSON SI RIDUCE A :

OVVERO ΔL DIPENDE LINEARMENTE DA VDS - VDSAT , NON DA

COME AVVIENE NEL Si.

2) ΔL NON DIPENDE DA L, ALLORA ΔL/L E’ PIU’ GRANDE NEI DISPOSITIVI A GATE CORTO, ACCENTUANDONE L’EFFETTO SULL’ IMPDEDENZA DI USCITA.

(**)

(**) M.SHUR, “GaAs DEVICES AND CIRCUITS”, PLENUM PRESS, 1987.

d VdX

0 V(X) (X -L ) L2

2 S = ∝ ∝⇒ Δ

V VDS VDS−



• IL FATTO CHE LA FUNZIONE IDS(LIN) NELLA ZONA LINEARE SIA DIFFERENTE DALLA FUNZIONE CHE DESCRIVE IDS(SAT), RENDE DIFFICILE TROVARE UNA SOLA FUNZIONE CHE TENGA CONTO DI ENTRAMBE LE ZONE DI OPERAZIONE, E CHE SIA CONTINUA.

• PER TALE RAGIONE ∃ UNA MOLTITUDINE DI MODELLI STATICI.

• L’EQ. DI PARTENZA E’COMUNQUE LA SEGUENTE, EREDITATA DAI MOS:

MODELLO COMPLETO PER I GaAs

( ) ( )I V - V tgh V

IDS GS TDS

DS SAT

=⎡

⎣⎢⎢

⎤

⎦⎥⎥

βα2



ECCO ALCUNI MODELLI CHE DANNO VARIANTI SULLA EQ. DI BASE:

(*)

(*) “GaAs TECHNOLOGY AND ITS IMPACT ON CIRCUITS AND SYSTEMS”, EDS.D.HAING AND J.EVERARD, PETER PEREGRINUS Ltd, LONDON, U.K., 1989.

(**) H.STATZ, P.NEWMAN, I.W.SMITH, R.A.PUCEL, H.A.HAUSS, IEEE TRANS. ON ELET. DEV., v. ED-34, p.160, 1987.

• PER FACILITA’ COMPUTAZIONALE, IN SPICE SI USA UNA FORMULA APPROSSIMATA CHE EVITA L’USO DELLA tgh:

( )( ) ( )I

V - Vb V - V

1 1- V 1+ V 0 V 3DS

GS T

GS T

DSDS DS=

+− ⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

⎡

⎣⎢⎢

⎤

⎦⎥⎥

≤ ≤β α

λα

2 3

1 3

( )( ) ( )I

V - Vb V - V

1+ VDSGS T

GS TDS=

+

βλ

2

1 V 3DS ≥

α

α α= ( )VDS

(**)



MODELLO COMPLETO PER PICCOLI SEGNALI

• IL MODELLO COMPLETO PER PICCOLI SEGNALI IMPLEMENTA CAPACITA’ CHE HANNO UNA DIPENDENZA ABBASTANZA CONVENZIONALE DAI PUNTI DI LAVORO.

UNA PARTICOLARITA’ E’ LA PRESENZA DELLA RESITENZA Ri IN SERIE ALLA CAPACITA’ CGS.

OCCORRE RICORDARSI CHE A GATES CORTI LA fT E’PROPORZIONALE AD 1/L, NON 1/L2 COME NEI Si FET.



RIASSUNTO DELLE PROPIETA’ DEI FETs AL Si E GaAs

Si JFET GaAs MESFET

EFFETTO VELOCITA’ gm(Si) < gm(GaAs)

SATURAZIONEPER VELOCITA’ES. VDS=1V L< 0.3μm L< 3μm

VELOCITA’ DIOPERAZIONE

fT(Si)∝

1L2

<< fT(GaAs)∝

1L

DIPENDENZAgm ÷ W LINEARE LINEARE

DIPENDENZAgm ÷ L 1

L1

A +BL

FATTORE DIAMPLIFI. μ ALTO BASSO









6) IL COLLASSO




QUANDO USARE LA TECNOLOGIA A GaAs

• I MESFET AD GaAs NEI CIRCUITI LINEARI DI ALTA FREQUENZA SONO UTILI IN TUTTE QUELE APPLICAZIONI DOVE OCCORRE RISPARMIARE POTENZA O AVERE BASSO RUMORE BIANCO.

• INFATTI I MESFET HANNO CIRCA 20GHz/μm DI fT @ IDSS. PER UN’APPLICAZIONE A 100MHz BASTANO ANCHE 5GHz DI fT CHE SI RIESCONO AD OTTENERE A IDSS/20 ÷ 1mA PER DISPOSITIVI DI 1x500μm2.

• PROBLEMATICHE ASSOCIATE:

• BASSO FATTORE DI AMPLIFICAZIONE INTRINSECA μ=RDSgm: E’ MOLTO DIFFICILE OTTENERE μ>20.

• IL RUMORE DI BASSA FREQUENZA (1/f) CHE NEL GaAs E’ PIU’ PRONUNCIATO CHE NEL Si.



1) RUMORE 1/f: FLUTTUAZIONE DI CARICA

• PER IL TEMPO τ LA CORRENTE E’ CAMBIATA. PER SEGNALI CON f>1/τ NON SI NOTANO DIFFERENZE, PER SEGNALI DI f<1/τ , SI VEDONO EFFETTI.

• A QUESTO PUO’ ASSOCIARSI UN ALTRO EFFETTO:

EC

EV

TRAPPOLAVUOTA

TRAPPOLAPIENA

TRAPPOLAVUOTA

IDS ÷ N IDS ÷ NIDS ÷ N-1

ΔT = 0e-tτ τ

(*)

(*) W.SHOCKLEY, W.T.READ, PHYSICS REV., v.87, p.835, 1952.

(**) C.T.SAH, PROC. OF IEEE, v.52, p.795, 1964.

S G D

CANALE

SUBSTRATO

TUNNELING NEL SUBSTRATO

ΔT DIVIENE: ΔT = 0e-t , ' e Zτ τ τ γ' =

Z

• IL TUNNELING FA SI CHE ANCHE CON UN SOLO TIPO DI TRAPPOLA SI ABBIA UNA DISTRIBUZIONE ∞ DI COSTANTI DI TEMPO.

(**)

(*)



2) RUMORE 1/f: FLUTTUAZIONE DI MOBILITA’

PUO’ VERIFICARSI LA POSSIBILITA’ CHE GLI ELETTRONI POSSANO PASSARE DAUNA VALLE ALL’ALTRA DOVE LE MOBILITA’ SONO DIFFERENTI.

NASCE UNA FLUTTUAZIONE DI MOBILITA’CORRELATA ALLA FLUTTUAZIONE DELLA CARICA.

LA DIPENDENZA DEL RUMORE DA QUESTA SORGENTE HA LA STESSA FORMA CHE NEL CASO PRECEDENTE.

(*) K.K.HUNG, P.K.K.CHENMING, Y.C.CHENG, IEEE TRANS. ON ELEC. DEV., v.37, p.654, 1990.

(*)

IDS N1 N2∝ +μ μ1 2

N2, μ2 N1, μ 1

N2+1, μ2 N1-1, μ1

( ) ( )IDS N1 - 1 N2 +1∝ +μ μ1 2



(*) A. VAN DER ZIEL, “NOISE IN SOLID STATE DEVICES AND CIRCUITS”, J.WILEY & SONS, 1986.

A BASSI CAMPI ELETTRICI APPLICATI GLI ELETTRONI STANNNO AL FONDO DELLA BANDA DI CONDUZIONE, PERCIO’ TENDONO A RIEMPIRE TUTTE LE TRAPPOLE CHE DIVENTANO COSI’ POCO EFFICIENTI.

AD ALTI CAMPI APPLICATI GLI ELETTRONI TENDO A STARE SUI LIVELLI ALTI , ALLORA LE TRAPPOLE SI SVUOTANO E DIVENTANO PIU’ EFFICIENTI PER IL RUMORE.

ALLORA CI SI ASPETTA CHE LA CORENTE DI RUMORE SIA DIPENDENTE DALL’INVERSO DI L, ED INDIPENDENTE DA A E Z. INFATTI, IN REGIME LINEARE, SI TROVA CHE:

XYZ

EV

EC

EEL2

δα

iD2 IDSVDS

L2VGS=

( )

f

SE VOGLIAMO RIFERIRLO IN INGRESSO CON UN GENERATORE DI TENSIONE CONNESSO IN SERIE AL GATE DOBBIAMO DIVIDERE TUTTO PER (gm)2.

(*)

EC - EEL2=0.9eV

NEL GaAs CI SONO TRAPPOLE DONORI DETTE EL2 CON CONCENTRAZIONE TIPICA 1016/cm3.



δα

vG2 I

DSVDS

L2 V

GS 1gm

2=( )

fPER MANTENERE LA STESSA DENSITA’ DI CORRENTE AL VARIARE DI W IMPONIAMO IDS = IDS0 W.

SI HANNO DUE CASI:

A) SE SIAMO IN REGIME DI STROZZAMENTO DI

CANALE VALE CHE:

QUINDI:

g g WLm m0=

δα α

vG2 I

DS0W V

DSL2

1

gm02 W2

L2

VGS

IDS0

VDS 1

gm02

VGS

W= =

( ) ( )

f f

OVVERO IL RUMORE NON DIPENDE DA L.

B) SE SIAMO IN REGIME DI SATURAZIONE DI

VELOCITA’ VALE CHE:

QUINDI:

g g WA +B Lm m0=

( )δα

vG2 I

DS0 V

DS 1gm0

2 A+B L 2

L2 V

GSW

=( )

f

OVVERO IL RUMORE DIPENDE DA L.



CONFRONTO SPERIMENTALE

• LA MISURA E’ STATA PRESA ALLA TEMPERATURA DI 4K. (**)

• TRA LE ALTRE PROPIETA’ L’GaAs E’ IN GRADO DI OPERARE A TEMPERATURE CRIOGENICHE. (***)

Hf

Af

0.1

1

10

100

1 10

Lg (μm)

Af(1

0-12 V2 )

0.1

1

10

100

Hf(10

-26 J)

T = 4KID = 50 μAVDS = 100 - 250 mV FET TRIQUINT

(*)

(*) D.V.CAMIN, G.PESSINA E E.PREVITALI, IEEE TRANS. ON NUCL. SCIEN., v.40, p.759, 1993.

(**) A.ALESSANDRELLO, C.BROFFERIO, D.V.CAMIN, A.GIULIANI,G.PESSINA E E.PREVITALI, NUCL. INSTR. AND METH. v.A289,p.426, 1990.

(***) B.LENGELER, CRYOGENICS, AGOSTO 1974, p.439.









6) IL COLLASSO




ESEMPIO DI PROGETTAZIONE:PREAMPLIFICATORE DI TENSIONE A MINIMO

RUMORE 1/f E DISSIPAZIONE DI POTENZA

• PER OPERARE A MINIMO RUMORE OGNI COMPONENTE DI QUELLI CHE CONTRIBUISCONO MAGGIORMENTE DEVONO OPERARE NELLA REGIONE PIU’ PROSSIMA A QUELLA LINEARE, A BASSA VDS E BASSA IDS.

• COME CONSEGUENZA IL FATTORE DI AMPLIFICAZIONE (MERITO) μ=RDSgm E’ BASSO, ANCHE MINORE DI 5 PER I FET DI GROSSA AREA.

• UN PREAMPLIFICATORE A GRANDE GUADAGNO AD ANELLO APERTO SI PUO’ REALIZZARE SEGUENDO DUE DIREZIONI:

A) PORRE IN CASCATA PIU’ STADI DI GUADAGNO:

SORGONO PROBLEMI DI STABILITA’ E DI

POLARIZZAZIONE

B) ‘COSTRUIRE’ UN TRANSISTOR A μ GRANDE, METTENDOIN CASCATA PIU’ CASCODE: SOLUZIONE AUSPICABILE

CHE CONSENTE BUONA STABILITA’



STRUTTURA CASCODE CLASSICA E ‘MULTIPLO BOOTSTRAP’

Rf

Qi

Q1

Qn-1

Qn

V1

Vn-1

Vn

RS

RL

A) STRUTTURA A CASCODE CLASSICA

RO(n)

Ri(1)

QUESTA STRUTTURA PERMETTE UNA BUONA STABILITA’, CHE OVVIAMENTE CALA ALL’AUMENTARE DEL NUMERODI ELEMENTI IN CASCATA CHE VENGONO USATI.

PARAMETRI SIGNIFICATIVI APPROSSIMATI NELL’IPOTESI INCUI μ1 = ...= μn :

Ri(1) RDS(1) +RL

n≈μ

Vin

Vout

ROi' ROi RS=⎛

⎝⎜⎞⎠⎟RO(n) ROi

' n≈ μ

μ μ μEQ gm ROi

'

ROi' Ri(1)

n ROi' gmROi

' n≈+

≈

μ μ μEQ n ROi

'

ROi≈ i



Rf

Qi

Q1

Qn-1

Qn

V1

RS

RL

B) STRUTTURA A ‘MULTIPLO BOOTSTRAP

RO(n)

Ri(1)

QUESTA STRUTTURA PERMETTE UN RISPARMIO DI COMPONENTI (TUTTI I GENERATORI DI TENSIONE) POICHE’ IMPONE CHE IL RIFERIMENTO DI GATE DI OGNI FET SIA DATO DAL POTENZIALE DI SOURCE DEL FET PRECEDENTE.

IN QUESTO MODO SI IMPONE CHE OGNI COMPONENTE OPERI IN MODO UNIFORME, NELLE STESSE CONDIZIONI:

VDS(K) VGS(K + 1)=

LA STABILITA’ E’ LEGGERMENTE PEGGIORE VISTO CHE LE IMPEDENZE DI INGRESSO E DI USCITA SONO POCO PIU’ALTE E PIU’ BASSE, RISPETTIVAMENTE CHE NEL CASO DEL CASCODE CLASSICO.

LE ESPRESSIONI DI QUESTI PARAMETRI SONO SIMILI A QUELLE DEL CASO PRECEDENTE.



C) IMPEDENZA DI CARICO (GENERATORE DI CORRENTE) E RIFERIMENTI DI TENSIONE

LA STRUTTURA A MULTIPLO BOOTSTRAP SI PRESTA ANCHE ALLA REALIZZAZIONE DI GENERATORI DI CORRENTE E RIFERIMENTI DI TENSIONE.

RG

Q1

Q2

Qn-1

Qn

CURRENTSINK

RG

Q1

Q2

Qn-1

Qn

CURRENTSOURCE

RG

Q1

Q2

Qn-1

Qn

VREF(1)

VREF(2)

VREF(n-1)

VOLTAGE REFERENCE

PER TUTTI VALE CHE LA CORRENTE E’: IDSVGSRG

=



+

+

FA

FB

FC

R AR BR B

R A R B

IL PREAMPLIFICATORE DIFFERENZIALE DI TENSIONE

LA CONFIGURAZIONE E’ LA RIEDIZIONE DI UNA VECCHIA IDEA CHE SFRUTTA LA CONFIGURAZIONE STRUMENTALE CLASSICA CON SOLO DUE FET ALL’INGRESSO, E NON 4 COME SI USA DI SOLITO, PERMETTENDO COSI’ UN RISPARMIO DI UN FATTORE 2 NEL RUMORE.

(*)

(*) D.V.CAMIN, G.PESSINA E P.F.MANFREDI, ALTA FREQUENZA, v.56,p.347, 1987.

(**) A.ALESSANDRELLO E COMPAGNIA, NU. INSTR. AND METH., v.295, p.405, 1990.

(***) A.ALESSANDRELLO E COMPAGNIA, IEEE TR. ON NUC. SCIEN., v.40, p.649, 1993.

LA STRUTTURA CIRCUITALE SFRUTTA LA STRUTTURA MULTIPLO CASCODE.

(**)

(***) L’AMPLIFICATORE DI CUI SI PARLA ORA OPERA A TEMPERATURA BASSA (4K) PER LA LETTURA DEL SEGNALE PRODOTTO DA UN RIVELATORE BOLOMETRICO.

REALIZZAZIONE IN FORMA

MONOLITICA



I

RBR A

Q

I

RBR

A

Q

C

Q1

Q2

Q3

Q4

Q6

RE

R1

5Q

1D

R2

R3

OAV

OV

VIA V

IB

CV

C CV

C

VEE

B

in in

LO SCHEMA ELETTRICO

10

100

10 100 1000

nV/¦H

z

f (Hz)RUMORE A 4K

NELLA STRUTTURA CIRCUITALE SI RICONOSCONO LE STRUTTURE ANALIZZATE:

IL CASCODE E LA STRUTTURA

A MULTIPLO BOOTSTRAP

(*)

(**) A.ALESSANDRELLO E COMPAGNIA, NU. INSTR. AND METH., ACCETTATO E DI PROSSIMA PUBBLICAZIONE.



EFFETTO DELLA RDS DEL FET DI INGRESSO

vin

vout

A

B

R2

RG

A

Qi rdsi

I=0

VB=0

NELLA CONFIGURAZIONE A CASCODE ANCHE SE IL GUADAGNO A = ∞ LA RDSi DEL FET DI INGRESSO AVREBBE EFFETTO, IL GUADAGNO RISULTEREBBE:

1 RG R2RG

11 1β

μ

μ=

+

+

CON IL BOOTSTRAP L’ERRORE DOVUTO AD RDSi SI RIDUCE A:

1 RG R2RG

R4 R2||RG

R4

gm1R4gm1R4 1β

=+ +

−

PER μ1=3 L’ERRORE E’ DEL 25%, NON COMPENSATO IN TEMPERATURA.

vin

vout

A

B

R2

RGR4

A

Q1

CON R4=2K4Ω, R2= 100Ω E gm1=30mA/V HO SOLO UN EFFETTO DEL 5% SUL GUADAGNO, CHE VIENE A DIPENDERE PERO’ SOLO DA RAPPORTI RESITIVI.

EFFETTO MAI NOTATO IN PASSATO PER OVVIE RAGIONI (*)

(*) R.G.MEYER, R.A.BLAUSCHILD, IEEE TRAN. ON SOL. ST. CIR., v.16, p.634, 1981.



• I SEGNALI SONO MOLTO FREQUENTI E BREVI, QUINDI OCCORRE LARGA BANDA DI FREQUENZA E BASSO RUMORE TERMICO.

• BASSO RUMORE TERMICO SI OTTIENE A VDS ALTE DOVE LA gm ED IL μ SONO GRANDI:

• LA CONFIGURAZIONE E’ UN INTEGRATORE O UN AMPLIFICATORE DI CORRENTE. (**), (***)

APPLICAZIONE A FREQUENZE ELEVATE: PREAMPLIFICATORE DI CORRENTE PER LHC (*)

(*) RD3 COLLABORATION, NU. INST. AND METH., v.321, p.467, 1992.(**) E.GATTI, P.F.MANFREDI, “PROCESSING THE SIGNAL FROM....”, LA RIVISTA

DEL NUOVO CIMENTO, v.9, SERIE 3, 1986.(***) D.V.CAMIN, N.FEDYAKIN, G.PESSINA, “PROC. OF CALORIMETRY IN

HIGH....”, EDS. A.MENZONE, A.SCRIBANO, WORLD SCIENTIFIC, p.128, 1993.(****) D.V.CAMIN, G.PESSINA, E.PREVITALI, IEEE TRAN. ON NUC. SCIE., v.41,

p.1260, 1994.

ADJ RTEM

B5

B4

R3 B6

B11

B19

B3

B2

B1

B9

B8

Vcc

Out

Vee

IN

R6

R

120K Ω

R1

B21

B20

R4

CC1CC3

BW2BW3500Vco

PD

PD

1p

F

(***),(****)

vG2 4KBT

(T)gm

=γ



APPLICAZIONI DI ALTRI GRUPPI ALLA FISICA DELLE ALTE ENERGIE

(*) D.DIBITONTO, W.KARPINSKI, K.LUBELSMEIER, D.PANDOULAS, G.PIERSCHEL, C.RENTE, K.SUBHANI, F.TENBUSCH, nUC. INSTR. AND METH., v.A350, p.530, 1994.

(**) G.BERTUCCIO, A.PULLIA, IEEE TRAN. ON NUC. SCIEN., v. ?, p. ?, 1994.

(*)

APPLICAZIONE CON C-HFET (COMPLEMENTARY HFET) (PROCESSO HARRIS?)

(**)

USO DEGLI HEMT, VEDIIL PROSSIMO SEMINARIOIN MARZO



1) INTRODUZIONE QUALITATIVA ALCOMPORTAMENTO FISICO DEL GaAs E DEL Si.

2) MODELLO ANALITICO DI UN FET PERSTROZZAMENTO DI CANALE E DI VELOCITA’


4) ESEMPI DI PROGETTAZIONE DIAMPLIFICATORI LINEARI AD ALTO GUADAGNOAD ANELLO APERTO PER FREQUENZE BASSEED ALTE

5) IL FENOMENO DEL BACKGATING E DELSELFBACKGATING

6) IL COLLASSO





IL BACKGATING (SIDEGATING) E SELFBACKGATING

• IL FENOMENO E’ LEGATO ALLA PRESENZA DELLE TRAPPOLE DONORI DENOMINATE EL2 NEL SUBSTRATO.

• LA DENSITA’ CHE IN MEDIA SI HA E’ DELL’ORDINE DI 1016/cm3, CON UN’ENERGIA DI ATTIVAZIONE CHE STA 0.87eV SOTTO LA BANDA DI CONDUZIONE.

IL BACKGATING (SIDEGATING)

S GDVB<VS

E

B

IL PAD INDUCENTE,CHE PUO’ ESSERE UN ALTRO FET, E’ A POTENZIALE PIU’ BASSO.

IL CAMPO ELETTRICO RISULTANTE HA VERSO TALE DA SVUOTARE TUTTE LE TRAPPOLE (ALL’EQUILIBRI LA CORRENTE NEL SUBSTRATO DEVE ESSERE PRESSOCHE’ NULLA), CREANDO UNA ZONA DI CARICA SPAZIALE POSITIVA AGENTE DA SECONDO GATE SOTTO IL CANALE.

ND

SUBSTR.



• COME SI RISOLVE:

• SI PONE UN BUFFER LAYER SOTTO IL CANALE CHE SCHERMI L’EFFETTO DEL CAMPO ELETTRICO.

• METTERE I FET SUFFICIENTEMENTE SPAZIATI (COME REGOLA 3O 4 μm.

• CIRCONDARE I COMPONENTI CON UNA METALLIZZAZIONE COLLEGATA AL POTENZIALE PIU’ ELEVATO DEL CIRCUITO.

A) AGENDO SULLA TECNOLOGIA:

B) AGENDO SUL LAYOUT IN MODO PROGETTUALE:

QUESTO FENOMENO, ABBASTANZA BEN DOMINATO, RICHIEDE MOLTA ATTENZIONE NELLA REALIZZAZIONE DI CIRCUITI ANALOGICI, PIUTTOSTO CHE PER QUELI DIGITALI.

VEDIAMO UN ESEMPIO:



HF2C

MO

S: B

IPO

LAR

-MO

S C

SP

TRIQ

UIN

T GaaS

ME

SFE

TC

SP

E M

ES

FET A

RR

AY



IL SELFBACKGATING

LE TRAPPOLE HANNO UN LORO TEMPO DI OCCUPAZIONE:

ESSENDO IL FET MOLTO VICINO ‘A SE STESSO’ DEVE NECESSARIAMENTE AUTOINFLUENZARSI.

INFATTI IL SOURCE ED IL CANALE RISULTANO CERATEMENTE SEMPRE A POTENZIALE MINORE DEL DRAIN.

NEL2+ NEL2 e=

−⎛⎝⎜ ⎞⎠⎟t τ

A) SEGNALI CON f<1/τ:

LE TRAPPOLE SONO VISTE TUTTE SVUOTATE, QUINDI SI HA UN EFFETTO ALLA ‘SECONDO GATE’.

B) SEGNALI CON f> 1/τ:

LE TRAPPOLE POSSONO ESSERE SVUOTATE O RIEMPITE A SECONDA DEL VERSO DEL CAMPO ELETTRICO APPLICATO, PERCIO’ E’ COME SE SI AVESSE UNA CONDUTTANZA FINITA TRA DRAIN E CANALE ATTRAVERSO IL SUBSTRATO.



IL SELFBACKGATING E’ UN EFFETTO LIMITATO AD UNA VARIAZIONE DELLE CARATTERISTICHE DELL’ORDINE DEL 10-20%, NON PARTICOLARMENTE FASTIDIOSO.

(*) M.LEE, L.FORBES, IEEE TRAN. ON ELEC. DEV., v.17, p.2148, 1990.

L’EFFETTO RISULTANTE E’UN FEEDBACK TRA DRAIN E CANALE CHE RIDUCE LA TRASCONDUTTANZA E LA IMPEDENZA DI USCITA.

PER VIA DELLE COSTANTI DI TEMPO DELLE TRAPPOLE C’E’ UNA f DI INNESTO CHE E’DELL’ORDINE DI 1MHz, IL TEMPO DELLE TRAPPOLE APPUNTO.

IL MODELLO COMPLETO DEL FET E’ QUINDI QUELLO A FIANCO DOVE SI PONE IN PARALLELO AL DRAIN ED ALSOURCE UN GENERATORE DI CORRENTE CHE E’COMANDATO DAL POTENZIALE DI DRAIN.








6) IL COLLASSO





COLLAPSE

• IL COLLASSO SEMBRA ESSERE UN FENOMENO LEGATO ALL’INTRAPPOLAMENTO DEGLI ELETTRONI NELL’OSSIDO TRA LA REGIONE DI GATE E LA REGIONE DI DRAIN. (*)

IL FENOMENO, CON ISTERESI, HA INIZIO QUANDO IL CAMPO APPLICATO HA SUPERATO IL VALORE DI SOGLIA: GLI ELETTRONI SI INTRAPPOLANO NELL’OSSIDO.

GLI ELETTRONI INTRAPPOLATI CREANO UNA REGIONE DI SCHERMO SIMILE AD UN’IMPEDENZA CHE SI METTE IN SERIE TRA IL GATE ED IL DRAIN.

IL FENOMENO SI ANNULLA SE SI INVERTE LA TENSIONE TRA DRAIN E SOURCE, IN MODO DA LIBERARE GLI ELETTRONI INTRAPPOLATI INVERTENDO IL CAMPO.

IL PROCESSO E’ TANTO MENO EFFICACE QUANTO PIU’ E’ ALTO IL NUMERO DI ELETTRONI NEL CANALE RISPETTO A QUELLI INTRAPPOLATI.

I DISPOSITIVI A PINCH-OFF GRANDE NON SOFFRONO IL PROBLEMA.

(*) D.V.CAMIN, G.PESSINA, E.PREVITALI, ELECTRONICS LETTERS, v.27, p.2297, 1991.



• L’EFFETTO RISULTANTE, UNA VOLTA INNESTATO, E’UN INCURVAMENTO DELLE CARATTERISTICHE IDS-VDS SPECIALMENTE A BASSI VALORI DI TENSIONE APPLICATA.

UNMODELLO APPROSSIMATO CHE RIESCE A TENERE CONTO DELL’INTRAPPOLAMENTO E’ IL SEGUENTE:

(*)

(*) C.L.LIANG, H.WONG, N.W.CHEUNG, R.N.SATO, IEEE TRAN. ON ELEC. DEV., v.36, p.1858.

IL COLLASSO E’ PIU’ PRONUNCIATO A BASSA TEMPERATURA DOVE LE ENERGIE IN GIOCO SONO PIU’ELEVATE.

TIPICHE TENSIONI DI INNESTO A 77K SONO:

VDS>6V PER FET CON VP>-1V

VDS >12V PER FET CON VP <-1V








6) IL COLLASSO





• NEL MONDO DELLE μ−ONDE LA FILOSOFIA DI PROGETTAZIONE CAMBIA.

• A FREQUENZE MOLTO GRANDI NON VALE PIU’L’APPROSSIMAZIONE A ‘COSTANTI CONCENTRATE’.

• LA VELOCITA’ DELLA LUCE IN UN MEZZO CON εr=10

• E’ :

• PER ESEMPIO A 10GHz LA LUNGHEZZA D’ONDA IN

• QUESTE CONDIZIONI DIVIENE:

• SOLO UN FATTORE 10 PIU’ GRANDE DELLA DIEMNSIONE TIPICA DI UN CIRCUITO MONOLITICO.

QUESTO SIGNIFICA CHE OGNI COSA CHE SI USA DIVIENE UNA LINEA DI TRASMISSIONE.

μ-ONDE

VCC

r8.7 107 m sec= =ε

λ = =VC 8.7 mm

f



• LA TIPICA STRUTTURA CIRCUITALE CHE SI ADOTTA PER UN AMPLIFICATORE A PIU’ STADI E’ QUELLA INDICATA SOTTO:

• OGNI STADIO DI AMPLIFICAZIONE OPERA AD ANELLO APERTO.

• OGNI STADIO DEVE ESEERE CONNESSO AL SUCCESSIVO CON UNA RETE DI ACCOPPIAMENTO MOLTO PRECISA.

• LE RETI DI ACCOPPIAMENTO SONO DI TIPO R-L-C.

• SICCOME PARLIAMO DI FREQUENZE MOLTO ELEVATE IL VALORE DELLE INDUTTANZE E DEI CONDENSATORI E’ MOLTO CONTENUTO:

• .1pF < C < 1P .1nH < L < 10nH.

• QUESTI COMPONENTI POSSONO ESSERE FACILMENTE RESI MONOLITICI.

(*)

(*) T.T.HA, “SOLID STATE MICROWAVE AMPLIFIER DESIGN”, J.WILEY & SONS, 1981.



ELEMENTI PASSIVI

INDUTTANZE:

SI POSSONO REALIZZARE INDUTTANZE A SPIRALE GRAZIE ALLA POSSIBILITA’ DI AVERE I COSI’ DETTI ‘AIR BRIDGE’

GLI ELEMENTI PASSIVI NON CONVENZIONALI SONO GLI INDUTTORI E LE MICRO-STRIP (LINEE DI TRASMISSIONE)

I COLLEGAMENTI TRA I COMPONENTI ALL’INTERNO DEL CHIP NECESSITANO DI ESSERE ANCH’ESSI DELLE LINEE DI TRASMISSIONE. DEVONO ESSERE NOTI CON ESATTEZZA GLI SPESSORI DEL

WAFER E LE TOLLERANZE SULLE LARGHEZZE DELLE METALLIZZAZIONI DI CONTATTO.



ESEMPIO DI CIRCUITO REALIZZATO A GaAs MESFET:

LA PROBLEMATICA PIU’ IMPORTANTE PER LA REALIZZAZIONE DI CIRCUITI MONOLITICI A μ-ONDE E’ LEGATA FORTEMENTE ANCHE AL DIMENSIONAMENTO PRECISO DEGLI ELEMENTI PASSIVI.

E’ AUSPICABILE CHE QUANDO SI REALIZZA UN CIRCUITO MONOLITICO A μ-ONDE NON OCCORRA FARE IN SEGUITO IL TUNING DEGLI ELEMENTI.

INOLTRE IL TUNING E’ DIFFICILE REALZZARLO SU FETTA POICHE’ ANCHE IL CONTENITORE DEL CHIP INTEGRATO AVRA’UN SUO CONTRIBUTO SULLA RISPOSTA DEL SISTEMA.

PER ESEMPIO LE CONNESSIONI DI CONTATTO PER I FUTURI CHIPS PER μ-ONDE AVRANNO UN BONDING ‘COPLANARE’ A TRE CONTATTI: MASSA-SEGNALE-MASSA.



CONCLUSIONI

Ò SPERO DI AVERE FORNITO QUALCHE INDICAZIONE UTILE ALL’IMPIEGO DI DISPOSITIVI UNIPOLARI A SATURAZIONE DI VELOCITA’

Ò L’ILLUSTRAZIONE E’ STATA FATTA CON CONTINUI CONFRONTI CON LA REALTA’LEGATA ALLE STRUTTURE CLASSICHE A STROZZAMENTO DI CANALE.

Ò QUALCHE ESEMPIO APPLICATIVO SULLO STATO DELL’ARTE E’ STATO DESCRITTO.

RINGRAZIO MOLTISSIMO MAURIZIO PEREGO E FABRIZIO SABATINI PER LA REALIZZAZIONE DEL SISTEMA DI ACQUISIZIONE ED ELABORAZIONI DELLE IMMAGINI.


PROGETTAZIONE MONOLITICA CON GaAs FETs

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