Universita degli Studi di Firenze
Facolta di Scienze Matematiche Fisiche e Naturali
Tesi di Laurea in Fisicadi
Andrea Bocci
Anno Accademico 2000/01
12 Febbraio 2002
Progetto di sistema di alimentazione
per rivelatori al silicio
nella sperimentazione su particelle elementari a LHC
Candidato: A. Bocci
Relatore: Prof. G. Parrini
Indice
Introduzione 1
1 L’esperimento CMS 3
1.1 L’acceleratore LHC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3
1.2 Il rivelatore CMS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
1.2.1 Il magnete superconduttore . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8
1.2.2 Il sistema tracciante . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8
1.2.3 I calorimetri . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
1.2.4 Lo spettrometro per i muoni . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13
1.3 Fisica a CMS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
1.3.1 Sezione d’urto e luminosita . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
1.3.2 Bosoni di Higgs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
1.3.3 Fisica dei B . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
2 Architettura del tracker a strip di silicio 23
2.1 Rivelatori al silicio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23
2.2 Elettronica di lettura e trasmissione . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27
2.3 Moduli e ibridi di lettura . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30
2.4 Alimentazione e consumi del tracker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32
2.5 Organizzazione del tracker e raggruppamento dei moduli . . . . . . . . . . 34
2.5.1 Tracker Inner Barrel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35
2.5.2 Tracker Inner Discs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36
2.5.3 Tracker Outer Barrel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36
2.5.4 Tracker Endcap . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38
2.6 Power Supply Units e cavi di alimentazione . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
i
3 Cavi di alimentazione 45
3.1 Requisiti delle linee di alimentazione . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
3.1.1 Caratteristiche in corrente continua . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
3.1.2 Problemi associati alle alte frequenze . . . . . . . . . . . . . . . . . 46
3.1.3 Impedenza caratteristica delle linee di trasmissione . . . . . . . . . 47
3.2 Misura dei parametri caratteristici dei cavi di alimentazione . . . . . . . . 50
3.3 Misura delle oscillazioni indotte da variazioni di corrente . . . . . . . . . . 51
3.4 Cavi esaminati . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55
3.4.1 Cavi elettrici . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56
3.4.2 Cavo MICO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57
3.4.3 Cavo a 50 poli . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57
3.4.4 Service cable . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62
3.5 Risultati delle misure . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63
3.6 Sense interni . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64
3.7 Conclusioni . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66
4 Caratteristiche e architettura del sistema di alimentazione 69
4.1 Power Supply Units . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72
4.1.1 Basse tensioni . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72
4.1.2 Alte tensioni . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73
4.1.3 Rampe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74
4.1.4 Current Limit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74
4.2 Comunicazioni e allarmi . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75
4.2.1 CAN bus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75
4.2.2 Allarmi esterni: General Reset . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77
4.2.3 Allarmi interni: overcurrent e overvoltage . . . . . . . . . . . . . . . 78
4.3 Misure di sicurezza . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78
5 Software di controllo per PSU 81
5.1 Gestione degli interrupt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85
5.2 Gestione della memoria . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87
5.3 Connessioni con l’hardware . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89
5.4 Inizializzazione . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90
5.5 Ciclo principale . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93
ii
5.5.1 Controllo della memoria . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93
5.5.2 Controllo dello stato dei dispositivi . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94
5.5.3 Lettura dei parametri di sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 95
5.5.4 Reset del watchdog . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96
5.6 Comunicazioni su CAN bus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96
5.6.1 Protocollo di comunicazione . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97
5.7 Rampe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99
5.8 Spegnimento rapido . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101
5.9 Allarmi . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101
5.10 Conclusioni . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102
Bibliografia i
iii
iv
Introduzione
Molte delle conoscenze della fisica delle alte energie sono state acquisite grazie ad
esperimenti effettuati con acceleratori di particelle; per migliorare la precisione dei risul-
tati ottenuti in ambiti gia parzialmente studiati ed espandere la ricerca a nuove aree, e
necessaria sia la costruzione di acceleratori capaci di raggiungere energie sempre maggiori
e generare un alto numero di eventi anche nel caso di fenomeni particolarmente rari, sia
la realizzazione di rivelatori sempre piu efficienti e precisi.
Nel Novembre 2000 e stato chiuso il collider LEP al CERN, dopo aver preso gli ultimi
dati alla massima energia possibile per quel progetto, ∼ 208 GeV nel centro di massa per
collisioni elettrone-positrone. Nel 1984 e stata proposta la costruzione nel tunnel di LEP
di un nuovo acceleratore, il collider LHC (Large Hadron Collider), capace di generare
collisioni tra protoni con un’energia nel centro di massa di 14 TeV, ad una luminosita di
1034cm−2s−1, o tra nuclei di piombo, con un’energia nel centro di massa di 5.5 TeV per
nucleone ed una luminosita di 1027cm−2s−1. E previsto che LHC debba diventare operativo
nel 2006.
Lungo l’anello di LHC saranno installati quattro rivelatori: ALICE (A Large Ion Colli-
der Experiment), ATLAS (A Toroidal LHC ApparatuS ), CMS (Compact Muon Solenoid)
e LHCb (LHC beauty experiment). Il primo, come il nome stesso suggerisce, si occupera
dello studio delle collisioni tra ioni pesanti, mentre gli altri tre si focalizzeranno sulle colli-
sioni protone-protone. In particolare, LHCb studiera le violazioni di CP nel decadimento e
nelle oscillazioni dei mesoni B0 e B0, mentre ATLAS e CMS saranno rivelatori di carattere
piu generale, pensati per la rivelazione di bosoni di Higgs ed eventi di nuova fisica.
Il rivelatore CMS si basa sull’utilizzo un solenoide superconduttore capace di generare
un campo magnetico di 4 T. Al suo interno trovano posto il rivelatore tracciante basato su
rivelatori al silicio, il calorimetro elettromagnetico ed il calorimetro adronico. All’esterno
del magnete sono presenti le camere per la rivelazione di muoni.
Per individuare ed identificare con successo i processi di alta energia studiati a LHC e
1
indispensabile la ricostruzione delle tracce delle particelle prodotte e dei vertici di deca-
dimento secondari: il rivelatore tracciante al centro del solenoide ha esattamente questo
scopo. Con una superficie attiva tra le maggiori mai realizzate con rivelatori a semicon-
duttore, utilizza due tecnologie diverse, pixel e microstrip di silicio, scelte per la zona piu
interna del rivelatore in base alla risoluzione e alla granularita ottenibili: il rivelatore a pi-
xel, o rivelatore di vertice (Vertex Tracker), e posto in prossimita del punto di interazione
p− p; il rivelatore a microstrip di silicio (SST) copre la zona circostante.
Un rivelatore altamente complesso come il tracker di CMS impone requisiti stringenti
su tutti i sistemi che ne regolano il funzionamento, dall’elettronica di controllo e di lettura,
alla polarizzazione dei rivelatori stessi, ai sistemi ausiliari, come quelli di raffreddamento
e di alimentazione. Per il solo SST dovranno essere polarizzati piu di 15000 rivelatori, per
un totale di oltre 9 milioni di canali analogici che l’elettronica di lettura dovra gestire;
il sistema di raffreddamento dovra portare fuori dal volume del tracker tutto il calore
prodotto e mantenere la temperatura sotto i -10o C.
Il lavoro svolto durante questa tesi ha riguardato lo sviluppo di un prototipo per il
sistema di alimentazione per il tracker di CMS.
L’alimentazione del tracker richiede l’utilizzo di linee di bassa tensione (1,25 e 2,50 V)
capaci di portare con basse dispersioni una corrente complessiva di oltre 16 kA, oltre che
linee di alta tensione (fino a 600 V) ma basse correnti (10 ∼ 20 A complessivi).
Il problema delle linee di bassa tensione e un aspetto importante dell’intero progetto
e sara affrontato nel capitolo 3, assieme al lavoro di caratterizzazione che ho svolto su un
certo numero di cavi.
La nostra proposta per l’architettura del sistema di alimentazione e basata su un si-
stema distribuito di unita indipendenti (PSU), ciascuna in grado di affrontare in modo
autonomo le richieste di un gruppo di rivelatori. Queste unita, elettricamente disaccop-
piate tra loro al meglio della tecnologia attuale, sono raggruppate in contenitori meccanici
(crate) che contengono alcuni servizi di base. Dato l’alto numero di PSU (∼ 1800), una
parte importante del progetto riguarda l’automazione dei controlli e dei comandi de-
gli alimentatori, la gestione degli allarmi, e l’interfacciamento con i sistemi di controllo
dell’esperimento.
Tutti questi aspetti saranno discussi nel capitolo 4, mentre nel capitolo 5 descrivero
il software che ho sviluppato per la gestione del microcontrollore con cui e equipaggiata
ciascuna PSU, il Philips P8xC591.
2
Capitolo 1
L’esperimento CMS
1.1 L’acceleratore LHC
LHC PROJECT
SUH
SU
SD
SG
SDH
SR
SH
SHB
SY
SF
SHM
SZSX
SE
HE
SZU
SFSH
SG
A
SC
XSUXSDX
SE
SD
SU
BA6
SR
SY
SF
SX
SEH1BSEH1C
SGX
SR
SE
SD
SU
SUH
SH
SY
SF
SG
SHM
SX
SZ
SUX
SDH
HE
N
Point 1.8
Point 2
Point 3.2
Point 3.3 Point 4 Point 5
Point 6
Point 7
Point 8Point 1
ST-CE/ljr18/09/2000
SURFACE BUILDINGS
SPS
SDI2
TI2
Existing Buildings
LHC Project Buildings
BA4
BB4
BHA4
SUI8
SM
SDH
SH
BA7
STP
SMA
SHM
SD
SUI2
SW18
SR
SCX
SDXSUX
SX
SF
SH
SGX
SY
SU
SD
SUSHLSL
SL51
SL52
HE
SX
SG
SY
SHM
SA
SZ
SF
SR
SD
SU
SE
SHHE
SR
SD
SU
SE
HE
SD
SR
SU
SE
HE
SXL
SHB
SDSUX
SGSX
SDH
SA
SY
SU
SE
SF
SH
SUH
SR
HE
Figura 1.1: I siti degli esperimenti ed il complesso di edifici di superficie dell’esperimentoLHC al CERN.
Il Large Hadron Collider, o LHC [1], e un collider protone-protone che verra installato
nei 27 km dell’anello di LEP, al CERN. La sua costruzione, inizialmente proposta nel 1984,
3
UJ 4 6
UA4 7
UJ 4 7
RA4 7
UW 4 5
US 4 5
UL4 6
TX4 6
UJ 4 4
UX4 5
RA4 3
UA4 3
UL4 4
UJ 4 3
P Z 3 3
P M3 2
UJ 3 2 UJ 3 3
RZ3 3
TZ3 2
P X4 6P Z4 5
P M4 5
RH2 3
UJ 2 2
UJ 2 3UJ 2 4
UA2 3
RA2 3
P GC2
RA2 7
UJ 2 6
P X2 4
UX2 5
P M2 5
UW 2 5
US 2 5
UL2 4
UL2 6
2 7UA2 7
UP 2 5
UJ 2 8
P MI 2
TI 2
RR1 3
UJ 1 3
RT1 2
UJ 1 4
US 1 5
TI 1 2
P M1 5
P X1 4
UX1 5
UL1 4
UJ 1 2
UJ 1 7
UJ 1 8
UJ 1 6
TI 1 8
RR1 7
P M1 8P X1 6
P X1 5
US A1 5
UL1 6
RT1 8
TI 8
UJ 8 8
P GC8
TJ 8
TT 40
TZ 40
LSS4
RH8 7
RA8 3
UA8 3
UJ 8 3
UJ 8 4
UJ 8 2
P M8 5
P X8 4
P Z8 5
UX8 5
TX8 4
UL8 6
UA8 7
RA8 7UJ 8 6
UJ 8 7
UW 8 5
US 8 5
UL8 4
RR7 3
RR7 7
UJ 7 6
P M7 6
TZ7 6
UD6 2
UJ 6 2
UJ 6 3
P M6 5
UJ 6 4
UA6 3
RA6 3
TD6 8
UL6 4
P Z6 5
P X6 4
UJ 6 6
UJ 6 7
UJ 6 8
UX6 5
UA6 7
RA6 7
TD6 8
UD6 8
UP 6 8
UL6 6
TX6 4
UW 6 5 US 6 5
UP 6 2
RR5 3
UJ 5 3
UXC5 5
UL5 4
US C5 5
P M5 4
P X5 6
RZ5 4UP 5 3
UJ 5 6 1
UJ 5 7
RR5
UJ 5 6
P M5 6
UL5 6
TU5 6
LHC PROJECT
N
Point 5UNDERGROUND WORKS
CMS
Point 6
Point 7
Point 8
LHC ‘B’ATLAS
Point 1Point 1.8
SPS
Point 2
Point 3.3
Point 3.2
Point 4
ST-CE/ljr18/09/2000
Existing Buildings
LHC Project Buildings
ALICE
Figura 1.2: I siti degli esperimenti ed il complesso sotterraneo dell’esperimento LHC alCERN.
sta portando, dopo la chiusura di LEP nel Novembre dello scorso anno, ad un progressivo
aggiornamento delle strutture di servizio sia di superficie (figura 1.1) che sotterranee
(figura 1.2). LHC dovrebbe entrare in funzione del 2006.
L’acceleratore sara in grado di generare collisioni protone-protone ad un’energia nel
centro di massa di 14 TeV.
Le particelle verranno preaccelerate fino ad un’energia di 450 GeV dagli anelli PS e
SPS ed iniettate nell’anello di LHC, dove saranno accelerate fino all’energia di regime da
cavita superconduttrici a radiofrequenza (figura 1.3); queste aumenteranno l’energia di
ciascun fascio di 485 keV ad ogni giro, fino a portarla, dopo circa 20 minuti, ai 7 TeV
di regime. A questo punto le cavita a radiofrequenza dovranno solamente fornire ai fasci
l’energia persa per radiazione di sincrotrone, pari a 7 keV per giro.
I fasci gireranno in direzioni opposte in due tubi mantenuti sotto vuoto (10−8∼9 torr) e
saranno mantenuti sulle loro orbite da un sistema dipoli, quadrupoli, sestupoli e ottupoli
magnetici generati da magneti superconduttori (figura 1.4); le cavita risonanti e i magneti
4
Figura 1.3: Cavita risonante a radiofrequenza.
funzioneranno alla temperatura di 1,9 K. Un sistema magnetico fara incrociare i fasci nei
quattro punti di interazione, nei settori 1, 2, 5 e 8 dell’anello.
Per ovviare alle basse sezioni d’urto, inferiori al nb, per i processi fisici di interesse
(figura 1.3.1) LHC operera ad un luminosita particolarmente alta. Per un collider la
luminosita e definita come
L =N1N2nbf
4πσxσy
(1.1)
dove N1 e N2 sono il numero di protoni per pacchetto, nb il numero di pacchetti nei fasci,
f la frequenza di rivoluzione dei protoni e σx e σy le dimensioni del fascio.
Figura 1.4: Segmento lineare dell’anello con i magneti di focalizzazione.
5
Dopo una prima fase di bassa luminosita, 2×1033 cm−2 s−1 (corrispondente a 20 fb−1/anno),
verra incrementata per il periodo di alta luminosita fino a 1034 cm−2 s−1 (100 fb−1/anno).
Per ottenere questo risultato, i fasci avranno una dimensione trasversale nei punti di in-
terazione di 15,9 µm e saranno costituiti da 2808 pacchetti da 1, 1 × 1011 protoni, che
collideranno ogni 25 ns (T = 1/nbf).
La massima luminosita sara disponibile soltanto nei punti di interazione 1 e 5; gli altri
due punti di interazione avranno luminosita piu basse o saranno dedicati alle interazioni
tra ioni pesanti.
L’alta intensita dei fasci generera un gran numero di eventi di fondo (minimum bias).
Con una sezione d’urto protone-protone attesa (figura 1.3.1) σpp ' 100 mb (10−25cm2),
alla massima luminosita prevista si aspettano
Nmb =L σpp
nbf' 25 (1.2)
eventi per collisione. Questo ha fortemente condizionato la progettazione dei rivelatori,
rendendo necessaria sia un’elettronica di lettura estremamente veloce per evitare effetti
di accumulo (pile up) degli eventi che un’alta resistenza alle radiazioni per i rivelatori e
l’elettronica utilizzata.
In alternativa alla collisione tra protoni, LHC sara in grado accelerare ioni di piombo208Pb fino ad un’energia di 2,76 TeV per nucleone, per collisioni con un’energia complessiva
nel centro di massa di oltre 1100 TeV. In questa configurazione, la luminosita sara di
1027 cm−2 s−1.
In corrispondenza dei punti di interazione tra i due fasci saranno posizionati i quattro
esperimenti di LHC: ATLAS [2] e CMS [3] nei punti di interazione ad alta luminosita (1
e 5), ALICE [4] e LHCb [5] negli altri due.
Gli esperimenti di ATLAS [2] (A Toroidal LHC ApparatuS ) e CMS [3] (Compact Muon
Solenoid) hanno come obiettivo lo studio delle interazioni fondamentali della materia alle
energie rese possibili da LHC. Entrambi i rivelatori sfrutteranno la massima luminosita
del collider protone-protone per osservare il maggior numero possibile di eventi anche nel
caso di basse sezioni d’urto. I campi di indagine principali saranno la verifica del Modello
Standard ad alte energie e le sue possibili estensioni; particolare interesse sara rivolto
verso la ricerca del bosone di Higgs, la violazione di CP nei mesoni B0 e la ricerca di
particelle supersimmetriche.
Data la similarita tra i due progetti, i due rivelatori sono organizzati nello stesso
6
modo: un rivelatore di vertice al silicio prossimo al punto di interazione, circondato da un
apparato di tracciatura e, procedendo verso l’esterno, da un calorimetri elettromagnetico,
un calorimetro adronico e delle camere per muoni nello strato piu esterno.
1.2 Il rivelatore CMS
MUON BARREL
CALORIMETERS
Silicon MicrostripsPixels
ECALScintillating
PbWO4 crystals
Cathode Strip Chambers (CSC)Resistive Plate Chambers (RPC)
Drift TubeChambers (DT)
Resistive PlateChambers (RPC)
SUPERCONDUCTINGCOIL
IRON YOKE
TRACKER
MUONENDCAPS
Total weight : 12,500 tOverall diameter : 15 mOverall length : 21.6 mMagnetic field : 4 Tesla
HCALPlastic scintillator/brasssandwich
Figura 1.5: Schema del rivelatore CMS.
Il rivelatore CMS - Compact Muon Solenoid, mostrato in figura 1.5 - e stato progettato
per distinguere le diverse segnature del bosono di Higgs e di eventi di nuova fisica. Que-
sto sara reso possibile identificando e misurando con grande precisione muoni, elettroni,
fotoni e jet adronici in un ampio intervallo di energie; fattori determinanti per ottenere
questi risultati saranno la precisione nella ricostruzione di tracce e vertici di interazione
all’interno di un campo magnetico molto intenso.
Il rivelatore e riferito ad un sistema di coordinate ortogonali centrato nel punto di
interazione, con l’asse z nella direzione dei fasci, l’asse x diretto verso il centro dell’anello
di LHC e l’asse y diretto verso l’alto, in modo da formare una terna destrorsa. Un sistema
di referimento alternativo comunemente utilizzato e definito dalle coordinate cilindriche
r e φ e dalla pseudorapidita η = − ln tan θ2, con θ angolo rispetto all’asse z.
7
Tutti gli apparati del rivelatore mostrano una spiccata simmetria cilindrica. I rivelatori
sono formati da una parte cilindrica (barrel) coassiale alla direzione dei fasci, e da dischi
(endcap) ortogonali e concentrici con essi.
La caratteristica fondamentale del rivelatore CMS e il suo magnete; questo genera un
campo magnetico diretto lungo l’asse z particolarmente uniforme con un’intensita di 4 T,
permettendo la realizzazione di uno spettrometro per muoni molto compatto. All’interno
del magnete trovano posto, allontanandosi dal punto di interazione, i rivelatori traccianti
in Si, il calorimetro elettromagnetico in cristalli di PbWO4 e il calorimetro adronico a
campionamento, basato su strati di rame alternati a scintillatori plastici; all’esterno del
magnete, immerse nel ferro che chiude il circuito magnetico, si trovano le camere per
muoni; in questa zona il campo magnetico e di 1,8 T.
1.2.1 Il magnete superconduttore
Il sistema magnetico di CMS [6] e formato dal magnete superconduttore e dal ferro di
ritorno; il magnete – con una lunghezza di 12,5 m ed un diametro di 5,9 m – genera un
campo magnetico uniforme di 4 T, tale da saturare il ferro di ritorno con un campo da
1,8 T.
Il rapporto tra la lunghezza del solenoide ed il suo diametro fanno sı che il campo
magnetico sia uniforme su un volume molto esteso; assieme all’intenso campo magnetico
prodotto queste caratteristiche permettono una curvatura sufficiente per misurare l’im-
pulso di particelle cariche fino ad una inclinazione θ ∼ 10o, ovvero con pseudorapidita
η = 2, 5.
1.2.2 Il sistema tracciante
In un esperimento di carattere generale come CMS avra un ruolo essenziale la rico-
struzione geometrica delle traiettorie delle particelle cariche e degli eventuali vertici di
interazione secondari [7, 8]. Questo richiede la presenza di numerosi piani di rivelazione,
distribuiti radialmente, dotati di buona risoluzione geometica, o granularita.
Questi requisiti sono accentuati dalla presenza degli eventi di minimum bias, che as-
sicurano un fondo medio di ∼ 1000 particelle cariche fra le quali individuare e misurare
quelle relative ad eventi di maggior interesse fisico.
Il numero di rivelatori utilizzabili tuttavia e limitato da due fattori:
8
La quantita di materiale; oltre che per gli ingombri meccanici, per le perturbazio-
ni introdotte sulle traiettorie delle particelle nel rivelatore (scattering e bremsstra-
hlung).
Il costo economico; all’aumentare del numero di rivelatori e della loro granularita,
crescono i canali di lettura indipendenti necessari, e quindi i costi di instrumenta-
zione.
L’attuale progetto del sistema tracciante di CMS e il risultato di studi e simulazioni di
fisica tesi a minimizzare questi requisiti, pur mantenendo un’alta efficienza di rivelazione
e riscostruzione delle tracce.
Un’altro aspetto che ha richiesto particolare attenzione durante la progettazione del
sistema e il danneggiamento da radiazioni (fino a 20 Gy in 10 anni) dei rivelatori e
della loro elettronica di front-end. Per i rivelatori, un accorgimento volto a contenere
l’aumento del rumore sui segnali e gli effetti di danneggiamento del cristallo consiste
nel mantenere la temperatura a -10oC; questo richiede la costruzione di un complesso
sistema di raffreddamento, capace di portare fuori dal tracker gli oltre 40 kW dissipati
dall’elettronica di lettura e dai rivelatori [9].
I rivelatori a pixel
93 cm93 cm
30 cm30 cm
Figura 1.6: Schema della disposizione dei rivelatori a pixel in silicio di CMS.
9
Il sistema di pixel di CMS [7] sara composto da due oppure tre strati nel barrel e
da due dischi in ciascun endcap. Per il periodo di funzionamento a bassa luminosita nel
barrel sono previsti due strati di rivelatori posti a un raggio di circa 4 cm e 7 cm; e
attualmente allo studio l’ipotesi di aggiungerne un terzo ad un raggio di 11,5 cm, per
aumentare l’efficienza di ricostruzione delle tracce.
Nella fase di alta luminosita il primo strato di pixel verra rimosso per l’elevato flusso
di particelle cariche dal punto di interazione, mantenendo i due strati piu esterni. A causa
del danneggiamento da radiazioni, il secondo strato dovra essere sostituito almeno una
volta nel corso dell’esperimento.
Per entrambi gli endcap sono previsti due dischi posti a distanza di 32,5 cm e 46,5 cm
lungo l’asse z dal centro del rivelatore che coprano la zona 6 cm < r < 15 cm. In questo
modo tutte le tracce con |η| < 2, 5 attraversano almeno due strati di pixel. Come il
rivelatore centrale del barrel i due dischi interni dovranno essere sostituiti dopo circa 6
anni di funzionamento.
I rivelatori a pixel sono costituiti da un piano sensibile segmentato spesso circa 200
µm; i pixel sono quadrati, con una dimensione di 150 × 150µm2, ottenuti impiantando
zone di tipo n+ in un substrato di tipo n; la lettura avviene tramite chip dedicati ad alta
integrazione.
L’intenso campo magnetico presente fa sı che gli elettroni non si muovano parallelamen-
te al campo elettrico all’interno dei rivelatori, ma subiscano una deflessione apprezzabile.
Il modello piu semplice, che assume i campi elettrico e magnetico ortogonali ed uniformi,
prevede un angolo di deflessione, o di Lorentz, pari a
tan θL = vdriftB
E(1.3)
A causa degli effetti di saturazione della velocita di drift, il comportamento reale e piu
complicato; il valore di riferimento ottenuto con simulazioni Monte Carlo del processo e
di circa 28o per elettroni nel silicio in un campo magnetico di 4 T.
Il risultato e che la carica creata da una particella ionizzante si suddivide tra piu pixel
in direzione φ. Un effetto analogo si ottiene in direzione z per tracce inclinate. Questo
permette di interpolare la posizione della particella, misurandola con una risoluzione che
nel barrel raggiunge 10 µm lungo φ e 15 µm lungo z. Nei dischi dell’endcap i rivelatori
sono inclinati di 20o rispetto al loro asse radiale per ottenere un effetto simile; in questa
regione si ottiene una risoluzione fra 15 µm e 20 µm.
10
I rivelatori a microstrip
5, 6 metri
Outer
BarrelInner
Barrel, Discs
Endcap
Pixel2
,4 m
et ri
Figura 1.7: Spaccato del sistema tracciante in silicio di CMS.
Per la zona esterna del sistema tracciante di CMS [8] sono stati scelti rivelatori a
microstrip di silicio: dotati di ottima risoluzione spaziale e temporale (grazie alla distanza
ridotta fra le strip e alla rapidita della raccolta di carica nel silicio), offrono una buona
resistenza alla radiazione e ed un’alta efficienza.
Il tracker a strip di silicio copre la zona |z| < 5,6 m e |η| < 2,5; a pseudorapidita
piu alte (avvicinandosi cioe all’asse del fascio) la densita di tracce diventa troppo elevata
perche i rivelatori possano funzionare correttamente.
I rivelatori a microstrip saranno installati con una leggera sovrapposizione lungo tutte
le direzioni per ridurre le zone morte e facilitarne l’allineamento.
Per avere una buona risoluzione in impulso nella ricostruzione delle tracce associate
ad un evento, la risoluzione sui singoli punti deve essere di almeno 20 µm nella regione
interna e 40 µm in quella esterna. Per ottenere questi risultati, la distanza tra le strip e
compresa tra 80 µm e 180 µm nel barrel e tra 80 µm e 205 µm negli endcap.
Per poter effettivamente ricostruire le tracce degli eventi, l’efficienza di ricostruzione
dei singoli punti dev’essere prossima al 100 %. Affinche questo avvenga il rapporto segnale-
rumore dovra rimanere migliore di 10 a 1 per i 10 anni di durata dell’esperimento. Quindi
11
le strip dovranno avere una buona resistenza alle radiazioni; contemporaneamente verra
aumentata la tensione di polarizzazione applicata ai rivelatori. Inoltre, per mantenere
l’occupazione dei canali sotto il 2,5 % e il rumore a livelli accettabili le strip devono essere
lunghe al massimo 12 cm nella regione interna e 18 cm in quella esterna.
1.2.3 I calorimetri
Il sistema di calorimetri di CMS e composto da un calorimetro elettromagnetico interno
che copre la regione di |η| < 2, 6 [10], circondato da un calorimetro adronico a campiona-
mento, che arriva fino a |η| = 3, 0 [11]. Il sistema e completato da due calorimetri posti
a 11 m dal punto di interazione lungo il tubo dei fasci (Very Forward Calorimeter), che
coprono la regione 3, 0 < |η| < 5, 0. In questo modo e garantita un’alta copertura per le
misure di energia mancante e una buona efficienza per i jet di particelle in avanti.
Il calorimetro elettromagnetico e necessario per l’identificazione di fotoni ed elettroni
e la misura della loro energia con alta risoluzione. E composto da cristalli di tungstato
di piombo (PbWO4), caratterizzati da una bassa lunghezza di radiazione X0 = 9 mm
[12] e da un raggio di Moliere di 2,2 cm [13], che consentono di ridurre le dimensioni
complessive del calorimetro. Inoltre questi cristalli sono particolarmente veloci, con un
tempo di decadimento della scintillazione di soli 10 ns, e resistenti alle radiazioni. Il basso
numero di fotoni emessi per energia depositata viene incrementato grazie all’utilizzo di
fotodiodi a valanga.
Nel barrel i cristalli hanno uno spessore di 23 cm (∼ 26 X0) ed un’area rivolta verso il
punto di interazione di 20, 5 × 20, 5 mm2; negli endcap lo spessore e di 22 cm (∼ 24 X0)
e l’area varia tra 18× 20 mm2 e 27× 29 mm2. La risoluzione attesa per elettroni e fotoni
con energia di 120 GeV e pari a σE/E ≈ 0, 6 %.
Il calorimetro adronico, che circonda quello elettromagnetico, e un calorimetro a cam-
pionamento, in cui si alternano piastre di rame che funzionano da assorbitori e scintillatori
plastici che costituiscono gli elementi attivi. Gli scintillatori sono segmentati con una gra-
nularita di ∆η ×∆φ ≈ 0, 09× 0, 09, in modo da garantire una buona separazione fra jet
vicini e una buona risoluzione geometrica. La risoluzione energetica attesa per adroni e
pari a σE/E = 70 %/√E + 5 %, dove E e l’energia della particella misurata in GeV, e la
somma tra i due contributi e in quadratura.
12
1.2.4 Lo spettrometro per i muoni
Il rivelatore di muoni e progettato per identificare i muoni e misurarne l’impulso [14],
ed e fondamentale per il trigger dell’esperimento. Esso consiste di quattro rivelatori sia
nella regione del barrel che degli endcap, separati fra loro dalle piastre di ferro di ritorno
del magnete, che funzionano anche da assorbitori. Con questa configurazione e coperta la
regione di pseudorapidita |η| < 2, 4. La precisione richiesta di circa 100 µm nella determi-
nazione della posizione di passaggio di una particella carica (hit) e garantita dall’utilizzo
di rivelatori differenti in ciascuna regione di CMS. Nella regione del barrel, in cui saranno
presenti un basso flusso di particelle (< 10 Hz/cm2) e un campo magnetico radiale trascu-
rabile, e possibile installare un sistema di tubi a deriva (Drift Tubes, DT). Ogni stazione
dello spettrometro per muoni nella regione centrale e composta da tre gruppi di quattro
strati di camere a deriva in alluminio, due dei quali disposti parallelamente al fascio per la
misura delle coordinate rφ ed il terzo ortogonalmente per la misura di z. Nelle regioni di
endcap invece i rivelatori per muoni sono composti da camere a strip catodiche (Cathode
Strip Chambers, CSC), capaci di funzionare anche in una regione ad alto flusso di par-
ticelle e con campo magnetico fortemente non uniforme. Ogni camera contiene sei strati
con le strip catodiche orientate in direzione radiale in modo da misurare la coordinata
azimutale φ. Il segnale dei fili anodici e dotato di elevata risoluzione temporale, pari a 4
ns; questo consente di associare correttamente le tracce dei muoni alla collisione dei fasci
da cui provengono evitando di sovrapporvi i segnali di tracce provenienti da eventi diversi.
Oltre a questi rivelatori e presente sia nella zona centrale che laterale un sistema di
camere a piastre resistive (Resistive Plate Chambers, RPC) dedicato al trigger, dotato di
eccellente risoluzione temporale (pari a 1 ns) ma con peggior risoluzione spaziale.
Lo spessore del calorimetro e la presenza del ferro di ritorno del magnete garantisco-
no che solo i muoni, che perdono energia quasi eclusivamente per ionizzazione, possano
raggiungere tutte le stazioni di misura dello spettrometro. E quindi possibile identificare
con buona sicurezza le particelle che attraversano lo spettrometro come muoni; le fonti di
fondo consistono principalmente negli adroni che riescono ad attraversare il calorimetro,
o nei neutroni irradiati dal calorimetro adronico, che possono mettere in moto particelle
cariche nelle camere per muoni.
13
Figura 1.8: Sezione d’urto e frequenza alla lumionosita prevista di LHC per i principaliprocessi fisici.
1.3 Fisica a CMS
1.3.1 Sezione d’urto e luminosita
La figura 1.3.1 mostra le sezioni d’urto per i principali processi dovuti a collisioni
protone protone in funzione dell’energia del centro di massa. Viene inoltre mostrata la
frequenza di interazione alla luminosita prevista per LHC.
La sezione d’urto totale, per interazione protone-protone, viene estrapolata dai risultati
ottenuti ad energie piu basse dagli esperimenti precedenti (CDF, UA1, etc.). Si ottiene
cosı una sezione d’urto totale di circa 100 mb, di cui 70 mb dovuti a processi inelastici. Gli
eventi di minimum bias, sovrapposti ad un eventuale evento interessante, costituiscono
un fondo fisico caratterizzato da un’alta molteplicita di tracce (circa 1000 per collisione,
ad alta luminosita) con basso impulso trasverso. In figura 1.9 e mostrata la distribuzione
delle tracce cariche, in funzione della pseudorapidita, normalizzata al numero di tracce
14
(a) (b)
Figura 1.9: (a) Spettro in funzione della pseudorapidita; (b) Spettro in funzionedell’impulso trasverso.
per unita di pseudorapidita per collisione pp. In figura figura 1.9.b e invece mostrata
la distribuzione dell’impulso trasverso delle suddette particelle. In aggiunta alle tracce
cariche, vengono inoltre prodotti circa 1000 fotoni per collisione nella zona |η| < 2, 5.
1.3.2 Bosoni di Higgs
Lo scopo principale della fisica ad LHC e la ricerca del bosone di Higgs sia nell’am-
bito del Modello Standard sia nell’ambito delle estensioni supersimmetriche del Modello
stesso. I meccanismi principali di produzione ad LHC sono rappresentati dai 4 diagram-
mi mostrati in figura 1.10 [15]: fusione tra gluoni (figura 1.10.a), fusione tra due quark
top (figura 1.10.b), fusione tra WW o ZZ (figura 1.10.c), bremsstrahlung di W± e Z0
(figura 1.10.d).
I dati accumulati da LEP hanno posto un limite inferiore al 95% di livello di confidenza
di 114 GeV per la massa di un bosone di Higgs standard [17]. LHC permettera di esplorare
la regione di massa che va da tale limite fino ad 1 TeV, limite teorico nel Modello Standard.
Dalle varie misure dei parametri elettrodeboli e dalla misura della massa del quark top a
CDF si sono ottenute delle estrapolazioni sui possibili valori alla massa della Higgs, come
15
(a) (b)
(c) (d)
Figura 1.10: Diagrammi raffiguranti alcuni meccanismi di produzione di bosoni di HiggsH0[15]: (a) fusione tra due gluoni; (b) fusione tra due W± o due Z0; (c) fusione tra tt; (d)bremsstrahlung di W± o Z0.
mostrato in figura 1.11 [16].
Da questa figura si evince come i limiti piu plausibili per la massa della Higgs secon-
do il Modello Standard siano tra 100 e 300 GeV, regione che rientra ampiamente nelle
possibilita del rivelatore CMS.
A seconda dell’intervallo di massa, risultano favorite topologie di decadimento diverse
tra loro. Tra 80 e 140 GeV il decadimento di un bosone di Higgs in due fotoni H0 →γγ e la segnatura piu facilmente distinguibile dal fondo, purche si abbia un calorimetro
elettromagnetico ad alta risoluzione come quello previsto per CMS. Nella figura 1.12 viene
mostrato come appare il segnale per MH = 130 GeV con 100 fb−1 di luminosita (∼ 2 anni
a bassa luminosita). La risoluzione del calorimetro su Mγγ e dell’1%.
Tra 140 e 500 GeV risulta piu distinguibile la segnatura data da 4 leptoni provenienti
ad esempio dal decadimento della Higgs in due Z0 e del successivo decadimento delle Z0
16
0
2
4
6
10020 400
mH [GeV]
∆χ2
Excluded Preliminary
∆αhad =∆α(5)
0.02761±0.00036
0.02738±0.00020
theory uncertainty
Figura 1.11: Limiti sulla massa dell’Higgs nel Modello Standard: ∆χ2 del fit globale elet-trodebole in funzione di mH .La regione azzurra mostra una stima dell’incertezza teorica;la parta gialla e la regione esclusa dalla ricerca diretta, a LEP [16].
Figura 1.12: Spettro di massa invariante γγ. E evidenziato il contributo del decadimentoH0 → γγ, per MH = 130 GeV. [3]
17
Figura 1.13: Simulazione di un evento H0 → 4µ±.
Figura 1.14: Spettro di massa invariante 4`±. E evidenziato il contributo dato daldecadimento H0 → Z0Z0∗ → 4`±, per MH = 150 GeV.
18
Figura 1.15: Spettro di massa invariante ``jj. E evidenziato il contributo dato daldecadimento H0 → Z0Z0 → ``jj, per MH = 800 GeV.
in coppie di leptoni. In questo caso risulta di primaria importanza una altissima efficienza
di ricostruzione delle tracce cariche da parte del tracciatore e delle camere per muoni.
In figura 1.13 viene mostrato una simulazione per un evento di questo tipo nel rivelatore
CMS. Nell figura 1.14 viene mostrato quale risoluzione sia possibile ottenere per la massa
invariante del sistema dei 4 leptoni utilizzando il tracciatore a silicio di CMS.
Infine per masse della Higgs ancora piu rilevanti, oltre 500 GeV, diventa efficiente
studiare anche il canale di decadimento in due leptoni e due jet adronici che presenta un
branching ratio piu elevato del precedente, ma anche un maggior contributo di fondo. In
figura 1.15 viene mostrato il segnale rivelabile dopo un solo anno di presa dati ad LHC
per una massa della Higgs di circa 800 GeV.
1.3.3 Fisica dei B
Olte alla ricerca diretta dell’Higgs e di nuova fisica, l’elevata luminosita di LHC per-
mette di migliorare la precisione con cui sono attualmente conosciuti molti dei parametri
del Modello Standard. Un aspetto particolarmente importante e ancora non completamen-
te chiarito e la violazione di CP (coniugazione di Carica-Parita). La violazione di questa
simmetria fu scoperta nel 1964 analizzando i decadimenti dei K0[18], mesoni contenenti
il quark strano s, ma e nel sistema dei mesoni B che lo studio della violazione di CP
19
permette con maggiore chiarezza di indagarne gli aspetti teorici. Ai fini di tale studio e
necessario selezionare eventi esclusivi caratterizzati rapporti di decadimento molto piccoli
(10−4, 10−7). L’alta sezione d’urto per la produzione di coppie bb (vedi figura 1.3.1) dispo-
nibile ad LHC e quindi particolarmente utile per questo tipo di misure: nel solo periodo
di bassa luminosita ci si aspettano circa 1013 coppie prodotte per anno.
Lo studio della violazione di CP ad LHC si effettua tramite la misura dell’asimmetria
di decadimento dei mesoni B0 e B0in uno stato finale f(f):
A =Γ(B0 → f)− Γ(B0 → f)
Γ(B0 → f) + Γ(B0 → f)∝ sin 2φ (1.4)
dove φ e uno degli angoli (α, β, γ) del triangolo di unitarieta [19, 20]. I dati attuali
favoriscono dei valori per sin 2α ∼ 0, 7, sin 2β ∼ 0, 5 e sin 2γ ∼ 0, 9 [21, 22].
Figura 1.16: Rappresentazione dell’interazione .
Nell’esperimento CMS, grazie al suo rivelatore tracciante, si possono studiare efficace-
mente diversi decadimenti che violano CP. Il piu interessante tra questi, per il rapporto
di decadimento relativamente alto e la segnatura estremamente pulita che lo distingue, e
B0 → J/ψK0s (1.5)
Dall’asimmetria in questo decadimento si riesce ad ottenere il valore di sin 2β con
20
un’incertezza teorica molto piccola [23]. In figura 1.16 viene rappresentato in modo figurato
il processo.
Figura 1.17: Simulazione di un evento pp → bb → π+π−µ−j.
Il mesone B0 puo essere ricostruito dai prodotti dei decadimenti J/ψ→µ±e K0s→π±.
Il muone di tag proveniente dal secondo b presente nell’evento permette di stabilire se
sia stato prodotto un B0 o un B0. In figura 1.17 viene mostrato un evento simulato
visto dal rivelatore di CMS con i 3 muoni identificati (uno di tag, gli altri provenienti
dal decadimento del B0). Infine in figura 1.18 viene mostrata su un campione di eventi
simulati la risoluzione per la massa dei candidati B0, ottenibile con il rivelatore CMS.
Dallo studio di questo canale ci si aspetta di ottenere una sensibilita di 0,05 sul valore di
sin 2β con 104 pb−1 di luminosita integrati [3].
Questo valore dell’errore va confrontato con il valore attuale ottenuto alle B factories,
cioe sin 2β = 0, 79± 0, 11 [24].
21
Figura 1.18: Spettro di massa invariante µ+µ−π+π− con vincoli sulle masse di J/ψ e K0s ,
pµtag > 5 GeV e ph > 0, 7 GeV.
22
Capitolo 2
Architettura del tracker a strip disilicio
2.1 Rivelatori al silicio
La figura 2.1 mostra un rivelatore al silicio, che consiste in una serie di diodi a giun-
zione p+-n con l’anodo segmentato in sottili strisce. Applicandovi una tensione V si crea,
a partire dalla giunzione, una zona di svuotamento priva di portatori di carica che cresce
con V , fino a raggiungere il catodo n+. L’interazione del cristallo di Si con una particella
ionizzante libera coppie elettrone-lacuna che, all’interno della zona svuotata, raggiungono
sotto l’influenza del campo elettrico presente anodo e catodo. Le informazioni sulla po-
sizione della particella sono ottenute tramite la racoclta delle lacune sulle sottili strisce
(strip) anodiche; gli impulsi di corrente che si generano vengono letti tramite condensatori
di disaccoppiamento e processati dall’elettronica di lettura.
I rivelatori utilizzati nel tracker a strip di silicio (silicon strip tracker, o SST) di CMS
sono realizzati a partire da sottili dischi di silicio cristallino (wafer) da 6” di diametro e
spessore di 320 o 500 µm. Quest’ultimo e lo spessore standard per la tecnologia da 6”,
e viene utilizzato per i sensori della parte esterna del tracker ; per la parte interna sono
utilizzati sensori da 320 µm.
I cristalli utilizzati sono di tipo n, con un’orientazione del reticolo⟨1 0 0
⟩, e resistivita
ρ ≈ 2 kΩ cm per i sensori sottili e ρ ≈ 6 kΩ cm per quelli spessi. Questo assicura condizioni
di funzionamento simili: per un diodo a facce piane e parallele, lo spessore della zona
svuotata W e dato da
W =√
2ρµε(VD + Vbi) (2.1)
23
+
+
-
-
mip
p p p++ +
A l
lato ohmico
lato giunzione
320
µm
Substrato di tipo n
A l
n+
Ossido
+
--
+
S i
Figura 2.1: Schematizzazione di un rivelatore a microstrip di silicio a singola faccia, at-traversato da una mip. Sono visibili il catodo n+, le strip anodiche p+, le strip di letturain Al. L’elettronica di front-end e rappresentata dall’integratore di carica.
dove Vbi e la differenza di potenziale della giunzione aperta, < 0, 5V , e µ la mobilita dei
portatori di carica maggioritari (e−in un cristallo di tipo n), 1350 cm2V−1s−1.
Le strip sono ottenute per impiantazione di zone p+, e formano gli anodi del rivelatore;
il catodo, formato dal substrato di tipo n, ha un contatto ohmico comune, ottenuto da
un’impiantazione n+ metallizzata. Per quanto riguarda la polarizzazione del rivelatore,
mentre la connessione del catodo e facilmente realizzabile con un’unica microsaldatura
sulla faccia posteriore, metallizzata, quella con i singoli anodi e realizzata sul wafer me-
diante sottili piste di polisilicio cristallino che connettono le strip ad un unico anello
conduttore (guard ring), a sua volta connesso con l’esterno tramite una microsaldatura.
La deposizione di polisilicio cristallino realizza la resistenza ohmica di polarizzazione, con
un valore pari a circa 1 MΩ.
La forma e le dimensioni complessive dei rivelatori variano a seconda della zona del
tracker. Nella parte interna sono costruiti con un unico sensore, ricavato da un wafer
sottile, ed hanno un’area attiva di 72÷85 cm2. Nella parte esterna i rivelatori sono piu
spessi e formati da due sensori, con i bordi uniti perpendicolarmente alla direzione delle
strip; in questo modo le dimensioni sensibili raggiungono valori compresi tra 158 e 174 cm2.
24
L’utilizzo in questa configurazione di strip piu lunghe ha l’inconveniente di aumentare il
rumore sulle misure del segnale, ma quest’effetto e bilanciato dall’impiego di sensori piu
spessi, che permettono di raccogliere un segnale maggiore. Per entrambi i tipi di sensori
sono previste, nelle diverse parti del tracker, due configurazioni, con 512 o 768 strip.
Una volta polarizzati inversamente con una tensione sufficientemente alta da svuotarli
completamente (eq. 2.1), almeno 150 V, i sensori agiscono come generatori di corrente indi-
pendenti, stimolati dal passaggio di particelle cariche. Il numero di coppie elettrone-lacuna
liberate e proporzionale all’energia depositata dalla particella: in media sono necessari 3,6
eV per coppia. Nel caso di una mip (minimum ionizing particle, particella al minimo di
ionizzazione) il valore piu probabile dell’energia rilasciata e 90 keV, che corrisponde a
circa 25000 coppie liberate. La lettura della carica che raggiunge ciascuna strip fornisce
le informazioni sull’energia depositata e la posizione della particella ionizzante; la localiz-
zazione avviene in un’unica direzione, trasversalmente alle strip p+, e la precisione della
misura dipende dal passo (pitch) delle strip, variabile nel tracker da 80 a oltre 200µm.
Dato che le lacune liberate si raccolgono sulle strip p+, riveste un ruolo estremamente
importante il metodo con cui queste sono accoppiate con l’esterno per la lettura dei
segnali. Le strip sono isolate dalla superficie mediante un sottile strato di ossido di silicio
(SiO2, vedi figura 2.1), sul quale sono depositate sottili strisce di alluminio, accoppiate
capacitivamente con le strip p+ sottostanti. Ciascuna strip di lettura in alluminio presenta
alle due estremita una piccola piazzola (pad) su cui e possibile effetture microsaldature;
queste sono utilizzate per connettere le strip ai canali di ingresso dell’elettronica di lettura.
Nel caso di sensori ricavati da due wafer, le strip dei due cristalli di silicio sono unite
tramite queste piazzole.
Il passaggio di una particella ionizzante produce sulle strip p+ un breve impulso di cor-
rente, di durata inferiore ai 15 ns, che scorre quasi totalmente, attraverso l’accoppiamento
capacitivo, nel preamplificatore di carica. Il segnale viene quindi integrato, filtrato ed am-
plificato, per la trasmissione a distanza, da circuiti elettronici di lettura appositamente
sviluppati.
La scelta delle caratteristiche del silicio e dei processi di fabbricazione e stata fatta
tenendo conto delle condizioni di irraggiamento complessivo a cui saranno sottoposti i
rivelatori e l’elettronica nei 10 anni di vita dell’esperimento. Il punto di riferimento e la
fluenza equivalente di 1,6 × 1014 cm−2 neutroni equivalenti da 1 MeV, che interessera la
parte piu interna del tracker ; nella parte piu esterna la fluenza non dovrebbe superare i
25
3,5× 1013 cm−2 neutroni equivalenti da 1 MeV.
Gli effetti del danneggiamento da radiazioni sui rivelatori sono:
l’aumento della corrente di polarizzaizone, o di buio;
la diminuzione dell’efficienza di raccolta delle cariche del segnale;
l’alterazione della concentrazione effettiva dei droganti, fino al fenomeno dell’inver-
sione di tipo (type inversion).
I primi due effetti comportano un aumento del rumore sulla misura del segnale e quindi
una diminuzione del rapporto segnale/rumore, mentre il terzo puo avere effetti piu gravi. Il
danneggiamento porta ad un aumento della concentrazione degli accettori, finche a fluenze
sufficientemente alte il substrato, inizialmente di tipo n, diventa intrinseco e successiva-
mente di tipo p. A questo punto la concentrazione dei droganti aumenta monotonicamente
con la fluenza, con la conseguente diminuzione della resistivitra, rendendo necessario au-
mentare proporzionalmente la tensione di svuotamento VD. Inoltre, per contrastare gli
effetti di diminuzione dell’efficienza della raccolta di carica, risulta utile polarizzare i ri-
velatori con una tensione maggiore di quella di svuotamento VD (overdepletion). Se, al
contrario, il substrato non viene completamente svuotato (V < VD), dopo l’inversione di
tipo l’efficienza di raccolta crolla ed il rumore aumenta in modo considerevole. Questo
perche le strip p+ non formano piu una giunzione con il substrato, diventato di tipo p,
ma un contatto ohmico. La zona di svuotamento si sviluppa a partire dal catodo, di tipo
n+, e solo svuotando completamente il rivelatore il campo elettrico raggiunge le strip.
Nonostante la necessita di polarizzare i rivelatori con tensioni sempre maggiori in segui-
to al danneggiamento da radiazioni, non e possibile aumentare la tensione di polarizzazione
indefinitamente senza incorrere in fenomeni di scarica, detti di breakdown.
La scelta della resistivita (∼ 2 kΩ cm) per i sensori sottili, destinati alla parte interna
del tracker, tiene conto del fenomeno di type inversion ed assicura che anche dopo 10 anni
di funzionamento alla luminosita di LHC la tensione di polarizzazione non debba superare
i 500 V. La fluenza prevista per la parte esterna e tale che i rivelatori non dovrebbero
subire l’inversione di tipo; questo ha permesso di utilizzare sensori con resistivita piu alta
e quindi uno spessore maggiore.
Un parametro importante per il funzionamento dei sensori irraggiati e la temperatura:
a temperature piu basse diminuiscono la corrente di buio dei rivelatori, e quindi il rumore,
26
e gli effetti di danneggiamento del substrato. Le valutazioni fatte in seguito a studi e
simulazioni sul comportamento dei rivelatori hanno portato a fissare la temperatura di
funzionamento a -10o C, che dovra essere mantenuta costantemente, esclusi i periodi di
manutenzione del sistema. Questo comporta la costruzione di un sistema capace di portare
fuori dal volume del tracker il calore dissipato dai 16 kA (a 2,50 e 1,25 V) necessari in
complesso all’elettronica del tracker.
2.2 Elettronica di lettura e trasmissione
I segnali provenienti da ciascuna strip vengono formati, filtrati ed amplificati da un
circuito circuito analogico con 128 canali indipendenti, l’APV25-S1 [25], progettato in
tecnologia CMOS a 0,25 µm resistente alle radiazioni [26]. A ciascun sensore ne sono
collegati 4 o 6, a seconda del numero di strip (512 o 768) presenti sul rivelatore.
I segnali di corrente in ingresso vengono convertiti in impulsi di tensione che raggiun-
gono il massimo del segnale dopo 50 ns, campionati alla frequenza di LHC (40 MHz) e
memorizzati in una memoria analogica con profondita di 192 celle. Se riceve un segnale di
trigger, l’APV marca la cella di memoria corrispondente ai dati interessanti. Questi, fino
a 32 alla volta, vengono mantenuti in memoria fino alla lettura, mentre gli altri vengono
sovrascritti.
Al momento della lettura, i segnali campionati vengono elaborati in base alla modalita
di funzionamento dall’APSP, un filtro FIR (Finite Impulse Response) [27], prima di essere
inviati ad un multiplexer analogico e trasmessi in uscita su una linea differenziale.
L’APV25-S1 ha tre modalita di funzionamento [28]:
Deconvoluzione: e la modalita predefintia, utilizzata quando la frequenza degli eventi
causa una sovrapposizione di segnali non trascurabile. In questa modalita l’APSP
effettua una media pesata su tre campionamenti successivi per determinare l’altezza
degli impulsi e rimuovere gli effetti di pile up, confinando i segnali ad una durata di
25 ns. L’ampiezza tipica degli impulsi e 80 mV/25000 e−.
Picco: la seconda modalita e usata quando la sovrapposizione di diversi eventi e
trascurabile. In questa modalita l’APSP agisce come un semplice amplificatore,
senza modificare la forma degli impulsi. Il risultato e un segnale con ampiezza di
100 mV/25000 e−, e un rapporto segnale/rumore migliore di circa il 40% rispetto a
quello ottenuto in deconvoluzione grazie al tempo di formazione piu lungo.
27
digitaloptical link
Opticaltransmitter
ADC DSP
RAMTTCrx
TTCrx µPFront End Driver
T1
Front End Controller
I2C
Front End ModuleDetector
Controlmodule
PLL
CLK
PLLCCU
analogueoptical link
DCU
Tx/Rx
Tx/Rx
APV
APVMUX
256:1
Figura 2.2: Schema di funzionamento dell’elettronica di lettura, dall’amplificazione deisegnali alla loro trasmissione.
Multi: l’ultima modalita viene utilizzata per la calibrazione delle forme degli impulsi,
senza alcun intervento da parte dell’APSP.
I segnali in uscita elaborati da due APV25-S1 vengono letti da un multiplexer analogi-
co, l’APVMUX, e convertiti in segnali ottici da un diodo laser pilotato da un amplificatore
(driver). La trasmissione avviene su oltre 100 m di fibra ottica, fino alla counting room
fuori dalla caverna dell’esperimento.
Un circuito APVMUX integra quattro multiplexer 2:1, ciascuno dei quali riceve i
segnali da due APV25-S1 alla frequenza di 20 MHz e li ritrasmette a 40 MHz su un’unica
linea analogica, che quindi trasporta i segnali relativi a 256 strip.
Il circuito optoibrido, che monta i componenti necessari alla conversione e trasmissio-
ne dei segnali in forma ottica, dispone di tre canali di comunicazione, sufficienti ad un
rivelatore con 512 o 768 strip di lettura.
Raggiunta la counting room, i dati vengono digitalizzati dai FED (Front-End Driver)
con una precisione di 10 bit, preprocessati e acquisiti.
Gli APV25-S1 ricevono durante il normale funzionamento due segnali digitali: il clock
28
Registro Codice I2C DescrizioneIPRE 001 0000 X Corrente del FET di ingresso del preamplificatoreIPCASC 001 0001 X Corrente del cascodeIPSF 001 0010 X Corrente del follower del preamplificatoreISHA 001 0011 X Corrente del FET di ingresso del formatoreISSF 001 0100 X Corrente del follower del formatoreIPSP 001 0101 X Corrente dell’APSPIMUXIN 001 0110 X Corrente del multiplexerISPARE 001 0111 X Non utilizzatoICAL 001 1000 X Corrente della calibrazioneVFP 001 1001 X Tensione di feedback del preamplificatoreVFS 001 1010 X Tensione di feedback del formatoreVPSP 001 1011 X Livello di tensione dell’APSPCDRV 001 1100 X Maschera dell’output di calibrazioneCSEL 001 1101 X Selezione del ritardo di calibrazioneMODE 000 0001 X Modalita di operazione del chipLATENCY 000 0010 X Ritardo tra puntatore di lettura e puntatore di scritturaMUXGAIN 000 0011 X Guadagno del multiplexerERROR 000 0000 1 Errore
Tabella 2.1: Registri dell’APV25-S1, con i relativi codici di accesso via I2C.
di sistema a 40 MHz e i trigger che segnalano la presenza di eventi da acquisire; questi
segnali utilizzano lo standard LVDS, che prevede una linea differenziale con un livello di
riferimento di∼1,2 V, su cui viaggiano segnali di piccola ampiezza,±200 mV. Le specifiche
prevedono che i ricevitori possano tollerare una variazione nel livello di riferimento fino a
±1 V. Clock e trigger vengono trasmessi fino al modulo di lettura come un segnale unico,
in cui il trigger e segnalato dall’assenza di un colpo di clock ; prima di essere inviati agli
APV i due segnali originali vengono ricostruiti dai PLL (Phase Locked Loop), integrati
fisicamente all’interno dei circuiti APVMUX. I PLL hanno anche il compito di compensare
i ritardi di trasmissione e mantenere sincroni tutti i moduli.
I parametri di funzionamento degli APV25-S1 (tabella 2.1), dei PLL e dei circuiti
optoibridi sono programmabili tramite un bus I2C [29], per adattarli alle condizioni dei
segnali da elaborare. L’I2C e un bus seriale differenziale in cui a ciascun dispositivo vie-
ne assegnato un indirizzo; il protocollo adottato per la comunicazione prevede dei brevi
messaggi per programmare o rileggere il valore di un registro alla volta, per interrogare
lo stato dei dispositivi e per reimpostarli in caso di errori o modifiche alla configurazione.
29
FE hybrid FE hybrid with FE with FE ASICSASICS
Pitch adapterPitch adapter
Silicon sensorsSilicon sensors
CF frameCF frame
Figura 2.3: (a) Schema di un modulo di rivelazione; sono indicati lo scheletro in fibra dicarbonio, i sensori al silicio, il pitch adapter e l’ibrido di lettura. (b) Particolare dell’ibridodi lettura; sono evidenziati gli APV, il multiplexer ed il PLL, e la DCU.
I segnali I2C e di clock/trigger sono distribuiti ai singoli moduli tramite le CCU
(Communication and Control Units), poste nei pressi dei moduli stessi. Ciascuna CCU
puo gestire fino a 6 moduli, con i relativi APV25-S1, APVMUX, PLL e optoibridi, ed e
interfacciata tramite linee ottiche digitali ai FEC (Front-End Controller) nella counting
room, che a loro volta sono responsabili dei collegamenti con i computer dell’esperimento.
Per il monitoraggio dei parametri lentamente variabili, come la temperatura misurata
sui rivelatori e i valori di alcune tensioni e correnti di alimentazione, e previsto un circuito
opzionale di controllo (DCU, Digital Control Unit), che provvede a digitalizzare i valori
misurati ed a comunicarli allo slow control dell’esperimento tramite il bus I2C fornito
dalle CCU.
2.3 Moduli e ibridi di lettura
Come mostrato in figura 2.3.a, i moduli di rivelazione sono costituiti da uno scheletro
di supporto in fibra di carbonio sui cui sono fissati i sensori al silicio e l’elettronica di
lettura. I componenti che formano quest’ultima, cioe gli APV25-S1, l’APVMUX ed il
PLL, sono incollati e saldati su un circuito stampato in allumina, assieme a cui formano
l’ibrido di lettura (figura 2.3.b), a sua volta connesso rigidamente al supporto meccanico
del modulo.
30
Figura 2.4: Modulo di rivelazione per il TOB, con i sensori di Si ottenuti da due waferseparati e collegati da microsaldature, il pitch adapter e l’ibrido di lettura.
Allo stesso modo, i circuiti con i diodi laser ed i loro driver, per la trasmissione su
fibra ottica, sono alloggiati su un secondo stampato, l’optoibrido, collocato entro qualche
centimetro dal modulo di rivelazione.
Come mostrato nelle figura 2.4, le dimensioni dei moduli possono eccedere quelle rea-
lizzabili con un singolo wafer ; questo richiede di utilizzare due sensori al silicio in cascata,
uniti meccanicamente nella direzione di sviluppo delle strip. Le connessioni elettriche sono
effettuate tramite microsaldature tra le piazzole corrispondenti delle strip di lettura dei
due sensori, formando cosı strip lunghe fino a 18 cm.
Tutti i moduli utilizzati nelle diverse parti del tracker sono simili, pur presentando
sostanziali differenze. I moduli possono essere equipaggiati con 4 oppure 6 APV25; di
conseguenza, i sensori utilizzati hanno 512 o 768 strip di lettura, e per la trasmissione dei
segnali sono necessari 2 o 3 canali ottici.
Dal punto di vista delle connessioni tra i sensori e l’ibrido di lettura, si presenta il
problema di connettere le strip, con un passo variabile da 80 a 183 µm, agli ingressi degli
APV, con un passo di 40 µm. Questo viene realizzato dai pitch adapter, sottili strati di
vetro con incise le connessioni tra due file di contatti, una al passo del sensore e l’altra al
passo degli APV.
Per semplicita tutti gli ibridi seguono lo stesso disegno, e si distinguono solamente nel
numero di APV25 presenti a bordo; gli optoibridi sono ancora piu omogenei, essendo tutti
31
equipaggiati con 3 linee di trasmissione, una delle quali puo essere spenta quando non sia
necessaria.
I moduli presentano anche differenze geometriche: nel barrel i sensori hanno una forma
rettangolare, con le strip parallele tra loro e all’asse z; negli endcap i sensori sono trape-
zoidali, con le strip che si sviluppano in direzione radiale, perpendicolarmente all’asse z.
In entrambi i casi una coordinata spaziale (r o z) e fissata dalla posizione del rivelatore,
mentre le strip forniscono informazioni sulla coordinata φ.
In alcune zone del tracker e prevista l’esigenza di misurare anche la terza coordinata
spaziale del punto di passaggio della particella. Il sistema utilizzato non prevede l’utilizzo
di rivelatori a doppia faccia, ma una soluzione piu semplice, dettata da esigenze economi-
che. Questa prevede di montare due moduli a singola faccia back to back, cioe con le due
facce posteriori (n+) rivolte una verso l’altra, con il modulo aggiuntivo inclinato di 100
mrad (∼ 5,7o) rispetto all’asse del primo modulo. In questo modo e possibile misurare
la terza coordinata spaziale (stereo) del punto di passaggio delle particelle, con un’ambi-
guita che dipende dal numero di particelle che attraversano il singolo modulo e dalla loro
distanza.
2.4 Alimentazione e consumi del tracker
Per l’alimentazione del tracker sono necessarie linee di alta tensione per polariz-
zare i rivelatori e linee di bassa tensione per alimentare l’elettronica di lettura e di
comunicazione.
Come ho gia accennato, la tensione di polarizzazione dei sensori puo raggiungere in
seguito agli effetti di danneggiamento da radiazioni valori attorno ai 500 V; questa stima
dev’essere aumentata, per mantenere un margine di sicurezza, fino al valore di 600 V.
Le correnti associate sono modeste, anche se destinate a crescere nel tempo in seguito
all’irraggiamento dei rivelatori. Le valutazioni sul funzionamento dei sensori prevedono
che se la corrente di buio generata da una strip supera 1 µA, il rumore che ne consegue
e tale da impedire il funzionamento soddisfacente del sensore e renderne conveniente lo
spegnimento. Tenendo conto del numero massimo di strip per sensore (768), ne consegue
che la corrente di polarizzazione dei singoli moduli sara dell’ordine di 1 mA.
Per quanto rigurada l’elettronica di front-end, questa richiede due alimentazioni indi-
pendenti, +2,50 e +1,25 V. Le CCU utilizzano un’alimentazione indipendente, da 2,50 V;
32
Elemento I2,50 I1,25 Itot potenzaAPV25-S1 90 mA 65 mA 155 mA 306 mWAPVMUX 80 mA - 80 mA 200 mWPLL 60 mA - 60 mA 150 mWDCU 20 mA - 20 mA 50 mWOptoibrido 80 mA - 80 mA 200 mW(per canale)
Tabella 2.2: Valori tipici delle correnti assorbite e della potenza dissipata dai dispositivi checompongono l’elettronica di lettura e trasmissione. I2,50 e la corrente assorbita a +2,50 V,I1,25 a +1,25 V.
dato che il numero di CCU e inferiore di quasi un ordine di grandezza rispetto al numero
di moduli, in quest’analisi il problema della loro alimentazione sara trascurato.
In tabella 2.2 sono mostrati i consumi tipici dei dispositivi che compongono l’elettro-
nica di lettura e di trasmissione. Tutti gli optoibridi sono equipaggiati con tre canali di
trasmissione, con la possibilita di spegnere quelli non utilizzati. La corrente assorbita puo
variare in funzione del punto di lavoro del diodo laser; a differenza degli altri dispositivi, il
valore mostrato e quello massimo, previsto durante l’inizializzazione delle comunicazioni
tra l’optoibrido ed il FED, mentre i consumi previsti per il funzionamento a regime sono
circa la meta.
La base per valutare i requisiti delle alimentazioni e il singolo modulo di rivelazione,
con l’elettronica di comunicazione associata. Secondo quanto esposto in precedenza, per i
moduli sono previste due configurazioni, in base al numero di canali di lettura dei sensori:
512 strip: sono necessari 4 APV25-S1, un APVMUX, il PLL, la DCU opzionale e 2
canali ottici;
768 strip: sono necessari 6 APV25-S1, un APVMUX, il PLL, la DCU opzionale e 3
canali ottici.
In base ai consumi mostrati in tabella 2.2, otteniamo le richieste di alimentazioni per
le due configurazioni di moduli singoli. Per i moduli doppi, questi valori devono essere
ovviamente raddoppiati.
In tabella 2.3 sono mostrati tra parentesi i valori ottenuti considerando un fattore di
sicurezza del 50%; questo non e stato applicato ai consumi dell’optoibrido, per il quale i
valori utilizzati sono gia quelli massimi previsti.
33
APV25I2,50 I1,25 potenza
per ibrido4 0,680 A (0,940 A) 0,260 A (0,390 A) ∼ 2,0 W (∼ 2,8 W)6 0,940 A (1,290 A) 0,390 A (0,585 A) ∼ 2,8 W (∼ 4,0 W)
Tabella 2.3: Valori tipici delle correnti assorbite e della potenza dissipata dall’elettronicadi lettura e trasmissione, nelle due configurazioni previste per i moduli di rivelazione.
Si puo trarre la conclusione che un generico modulo di rivelazione richiede:
una tensione di polarizzazione fino ad un massimo di 600 V, con una corrente
massima di 1 mA;
la tensione di 2,50 V, con una corrente massima di 1,3 A;
la tensione di 1,25 V, con una corrente massima di 0,6 A.
Mentre il valore dell’alta tensione e un limite superiore che puo essere raggiunto o meno,
i valori delle basse tensioni sono quelli indicati a meno di piccole variazioni (±5%).
2.5 Organizzazione del tracker e raggruppamento dei
moduli
La figura 2.5 rappresenta un quarto della sezione longitudinale del tracker, essendo gli
altri tre simmetrici rispetto agli assi r e z, con la sua struttura in moduli di rivelazione e
la suddivisione in quattro parti:
Tracker Inner Barrel (TIB), la parte cilindrica piu interna, coassiale con l’asse del
fascio;
Tracker Inner Discs (TID), le corone circolari poste alle estremita del TIB;
Tracker Outer Barrel (TOB), la struttura cilindrica esterna;
Tracker Endcaps (TEC), le corone circolari piu esterne.
34
0 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 2000 2200 2400 2600 2800
0
100
200
300
400
500
600
700
800
900
1000
1100
1200
0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5
1.6
1.7
1.8
1.9
2
2.1
2.2
2.32.42.5
double
single
TOB: Outer Barrel
TIB: Inner Barrel
TID: Inner Disks
TEC: End Caps
Pixels
Thick Sensors
Thin Sensors
z (mm)
r (mm)
Punto di
Interazione
Figura 2.5: Sezione longitudinale di un quarto del tracker di CMS. Sono evidenziate lesuddivisioni nelle quatro parti (TIB, TID, TOB e TEC) e tra le parti interna ed esterna.
2.5.1 Tracker Inner Barrel
Il TIB e la parte piu interna del tracker. Composto da quattro strati cilindrici or-
ganizzati in una struttura ad anelli, e diviso in due parti simmetriche rispetto a z = 0.
Ciascuna meta contiene 6 anelli di moduli; i due strati piu interni sono equipaggiati con
moduli doppi, quelli esterni con rivelatori singoli.
(a) (b)
Figura 2.6: (a) Prototipo di struttura del TIB; (b) Particolare del supporto di un layer.E evidenziata la struttura a due anelli concentrici.
35
I sensori utilizzati sono sottili (320 µm di spessore), ricavati da un unico wafer da 6”,
con un’area attiva di circa 61× 117 mm2.
Ciascun layer presenta una struttura ad anelli sovrapposti (figura 2.6.b), con tre anelli
piu interni e tre piu esterni, quindi equipaggiati con un diverso numero di moduli. In
tabella 2.4 sono riportati i dati relativi al TIB, assieme alle molteplicita dei moduli per i
diversi anelli e al passo delle strip.
LayerModuli Anelli Moduli APV per Pitch Pitch APV
per anello in z totali modulo ϕ (µm) stereo (µm) totaliTIB1 26 o 30 6 + 6 336 6 + 6 80 80 4032TIB2 34 o 38 6 + 6 432 6 + 6 80 80 5184TIB3 44 o 46 6 + 6 540 4 120 - 2160TIB4 52 o 56 6 + 6 648 4 120 - 2592
Tabella 2.4: Tracker Inner Barrel : Molteplicita dei moduli e passo delle strip.
Il TIB e composto da 1188 moduli singoli e 768 moduli doppi, per un totale di 2724
moduli costruiti con altrettanti wafer da 6”, equipaggiati con 13968 APV.
2.5.2 Tracker Inner Discs
Ad entrambi i lati del TIB prendono posto i tre dischi del TID, ciascuno formato da
tre anelli concentrici. I due anelli piu interni sono formati da moduli doppi, il terzo da
moduli singoli.
Come nel TIB, i sensori sono sottili, ottenuti da un singolo wafer da 6”; sono virtual-
mente identici ai primi tre anelli del TEC. Essendo montati in una struttura a corone
circolari hanno una forma trapezoidale, con il passo delle strip variabile lungo il modulo.
In tabella 2.5 sono riportati i dati relativi al TID, le molteplicita dei moduli e i valori
minimo e massimo del passo delle strip.
Il TID e composto da 240 moduli singoli e 288 moduli doppi, per un totale di 816
modulo, costruiti con 816 wafer da 6”, e di 4416 APV.
2.5.3 Tracker Outer Barrel
Le parti piu interne (TIB e TID) sono racchiuse dai sei strati cilindrici del TOB.
Ciascuno strato e costruito con una struttura a rod disposte lungo la superficie del cilindro,
36
LayerModuli Anelli Moduli APV per Pitch Pitch APVin ϕ in z totali modulo ϕ (µm) stereo (µm) totali
TID1 24 3 + 3 144 6 + 6 81-112 81-112 1728TID2 24 3 + 3 144 6 + 6 113-143 113-143 1728TID3 40 3 + 3 240 4 123-158 - 960
Tabella 2.5: Tracker Inner Discs : Molteplicita dei moduli e passo delle strip, alle basiminore e maggiore dei trapezi.
Figura 2.7: Schema di una rod del TOB.
separate da e simmetriche rispetto al piano z = 0. Ciascuna rod e equipaggiata con 6
moduli (figura 2.7).
Come nel TIB, i primi due strati montano moduli doppi, mentre i moduli singoli sono
utilizzati per i rimanenti. Tutti i sensori utilizzati sono spessi 500 µm, costruiti da due
wafer da 6”, ed hanno un’area sensibile di circa 94× 186 mm2. I dati relativi al TOB sono
riportati in tabella 2.6.
Il TOB e composto da 3048 moduli singoli e 1080 moduli doppi, per un totale di 5208
moduli ricavati da 10416 wafer da 6”, e 20832 APV.
37
LayerModuli Moduli Moduli APV per Pitch Pitch APVin ϕ in z totali modulo ϕ (µm) stereo (µm) totali
TOB1 42 6 + 6 504 4 + 4 183 183 4032TOB2 48 6 + 6 576 4 + 4 183 183 4608TOB3 54 6 + 6 648 4 183 183 2592TOB4 60 6 + 6 720 4 183 183 2880TOB5 66 6 + 6 792 4 183 - 3168TOB6 74 6 + 6 888 4 183 - 3552
Tabella 2.6: Tracker Outer Barrel : Molteplicita dei moduli e passo delle strip.
2.5.4 Tracker Endcap
Completano la struttura i diciotto dischi (nove per parte: z > 0 e z < 0) del TEC,
anch’essi suddivisi in anelli concentrici. Dal punto di vista costruttivo, l’endcap e suddiviso
in petali, di due tipi, corrispondenti ad 1/16 di disco ciascuno. La figura 2.8 mostra lo
schema di 1/8 del TEC, mentre in figura 2.9 sono mostrate le due facce di un petalo,
contenenti rispettivamente gli anelli pari e dispari.
I quattro anelli interni sono simili a quelli del TID (i primi tre sono effettivamente
identici) e montano moduli sottili, ottenuti da singoli wafer da 6”; all’aumentare della
coordinata z, gli anelli piu interni vengono eliminati (figura 2.5): i primi tre dischi sono
completi, ai tre successivi manca l’anello piu interno, i penultimi due sono privi di due
anelli, finche l’ultimo disco ne mantiene soltanto uno. Per semplicita, verranno utilizzati
due soli tipi di strutture di supporto, con e senza il primo anello, lasciandone vuote alcune
parti negli ultimi dischi.
I tre anelli piu esterni sono presenti in tutti i dischi; sono equipaggiati con sensori
spessi 500 µm, ricavati da due wafer da 6”, simili a quelli utilizzati nel TOB.
Sono equipaggiati con moduli doppi i due anelli piu interni ed il quinto, il primo costrui-
to con sensori spessi. Tutti i moduli hanno la struttura a cuneo trapezoidale tipica anche
del TID, quindi le strip hanno passi variabili. Tutte le caratteristiche e le molteplicita dei
moduli degli endcap sono riportati in tabella 2.7.
Il TEC e composto da 1648 moduli sottili singoli e 432 doppi, per un totale di 2512
moduli sottili, costruiti con altrettanti wafer sottili da 6”; i moduli spessi sono 2448 singoli
e 720 doppi, 3888 in totale, costruiti con 7776 wafer spessi da 6”; in tutto monta 30208
APV.
38
Figura 2.8: Schema del montaggio di 1/8 dell’endcap.
lato anteriore lato posteriore
Figura 2.9: Particolare di un petalo del TEC, visto dal punto di interazione. Sul latoanteriore sono montati i moduli degli anelli dispari, mentre sul posteriore quelli pari.
39
LayerModuli Anelli Moduli APV per Pitch Pitch APVin ϕ in z totali modulo ϕ (µm) stereo (µm) totali
TEC1 24 3 + 3 144 6 + 6 81-112 81-112 1728TEC2 24 6 + 6 144 6 + 6 113-143 113-143 3456TEC3 40 8 + 8 640 4 123-158 - 2560TEC4 56 9 + 9 1008 4 113-139 - 4032TEC5 40 9 + 9 720 6 + 6 126-156 126-156 8640TEC6 56 9 + 9 1008 4 163-205 - 4032TEC7 80 9 + 9 1440 4 140-172 - 5760
Tabella 2.7: Tracker Endcap: Molteplicita dei moduli e passo delle strip, alle basi minoree maggiore dei trapezi.
2.6 Power Supply Units e cavi di alimentazione
L’alimentazione dei 12636 moduli di rivelazione e dell’elettronica associata presenta
un problema tecnico ed economico non indifferente e non consente di utilizzare, come
in passato, un gruppo di alimentatori indipendenti per le linee di alimentazione (500 V,
2,50 V, 1,25 V) di ciascun modulo.
Si e adottata la soluzione di raggruppare piu rivelatori, contigui ed omegenei, e di ali-
mentarli con un solo alimentatore dedicato (Power Supply Unit, o PSU), capace di fornire
sia le basse tensioni necessarie all’elettronica che l’alta tensione per la polarizzazione dei
sensori.
Questa strada e delicata, ed impone requisiti stringenti sui criteri di raggruppamento:
affinche sia possibile utilizzare la stessa tensione per tutti i rivelatori di un gruppo, senza
rischi di breakdown o di polarizzazione insufficiente, e necessario che essi abbiano le stesse
caratteristiche (resistivita e spessore) per tutto l’arco dei 10 anni dell’esperimento. Questo
impone che i sensori siano soggetti alla stessa dose di irraggiamento. Data la severita di
questi requisiti, per aumentare la flessibilita delle PSU ciascuna di esse e dotata di due
regolatori indipendenti di alta tensione.
Oltre al problema dei raggruppamenti, ne rimangono altri connessi alla caduta di
tensione sui cavi di alimentazione, alle connessioni con i moduli all’interno del trac-
ker, alla scelta dei riferimenti comuni. Molti di questi aspetti sono ancora oggetto di
dibattito all’interno della collaborazione, in attesa di una sperimentazione piu completa
e sistematica.
La caduta di potenziale sui cavi di alimentazione e particolarmente sentita sulle linee
40
FE
-PS
Use
rvic
eca
ble
CC
U-P
SU
pow
erca
ble
not
equi
pote
ntia
lpl
anes
C C U R i ng
D etector s gr oup
C ommon
L V C ommon
H V C ommon
1, 25 V
2, 50 V
H V 2H V 1
S 125
S 250
S comm
S 250
2, 50 V
S comm
Figura 2.10: Schema di alimentazione dei moduli e dei CCU ring. Sono evidenziati leconnessioni di sense e i riferimenti comuni.
di bassa tensione, a causa dalle alte correnti richieste (fino a 15 A) e della lunghezza dei
cavi (70∼100 m), e richiede l’utilizzo di connessioni di sense, cavi ad alta impedenza che
riportano ai regolatori di tensione degli alimentatori i valori effettivamente presenti sui
carichi.
I fili di sense (S250, S125, Scomm), mostrati in figura 2.10, assicurano che le tensioni
richieste, 2,50 e 1,25 V, siano effettivamente presenti solo nei punti ad essi collegati; all’in-
terno di ciascun gruppo, gli ibridi di lettura sono alimentati tramite conduttori locali, per-
corsi da correnti non trascurabili e quindi non piu equipotenziali. Questo ha implicazioni
sulle comunicazioni con le CCU e sulla scelta del riferimento di massa comune.
La distribuzione delle alimentazioni necessarie all’interno del tracker presenta due
possibili soluzioni, in base all’ubicazione del sistema delle PSU.
All’interno della caverna dell’esperimento, nelle prossimita del rivelatore. Sebbene
l’ambiente sia ostile a causa delle radiazioni e del campo magnetico residuo, questa
soluzione offre la possibilita di utilizzare cavi piu corti (∼ 40 m), e quindi un costo
minore.
Nella counting room all’esterno della caverna, in un’ambiente privo di radiazioni,
del campo magnetico residuo e facilmente accessibile. Questa soluzione comporta
una lunghezza media per i cavi superiore (di ∼ 70 m) rispetto alla precedente.
La soluzione che abbiamo proposto e studiato e la seconda, improntata ad una maggio-
41
Figura 2.11: Schema trasversale dell’ambiente sotterraneo dedicato all’esperimento CMS.In alto a sinistra e visibile la counting room, a destra la caverna. I pannelli di connessione(Patch Panel) 1, 2 e 3, rispettivamente all’interno del rivelatore, nella caverna e nellacounting room, sono i punti di raccordo tra i diversi segmenti delle linee di alimentazione.
re semplicita di progettazione, costruzione e manutenzione del sistema di alimentazione.
La realizzabilita della prima soluzione e tutt’ora da dimostrare, ed il suo costo difficilmente
definibile.
Deve quindi essere affrontato il problema della distribuzione delle alimentazioni sulla
lunga distanza (oltre 100 m) che separa le PSU dal tracker ed all’interno del tracker stesso.
Per il collegamento delle PSU ai circa 1800 gruppi di rivelatori, vengono utilizzati piu
tipi di cavi, a seconda della zona attraversata. In figura 2.12 e schematizzata la segmen-
tazione delle linee di alimentazione, assieme alle massime cadute di potenziale previste su
ciascun segmento della linea per i 2,50 V.
La prima parte, lunga 70 m, va dalle PSU nella counting room (PP3) fino alle bal-
conate all’interno della caverna (PP2). Questo segmento e costituito da cavi multipolari
in rame a bassa impedenza; ciascun cavo e composto da 80 conduttori isolati, di cui 72
dedicati al trasporto delle correnti per l’alimentazione dell’elettronica. I 72 cavetti sono
suddivisi tra le linee di bassa tensione in modo proporzionale alle correnti previste, in mo-
42
TEC :768 det. gr.
TOBnew: 634 det. gr.
TIB : 366 det. gr.
ITOT ≤ 10.5 kA ( 7 kA typ.)
ITOT ≤ 9 kA ( 6.0 kA typ.)
ITOT ≤ 5 kA ( 3.5 kA typ.)
Cu multiwires
ø 16 mm , 70 m
internal cables external cables
Cu multiservice
ø 12 mm , 35 m
PS System1768 PSUs
< 33 kW( 14.5 kW typ. )< 47 kW
( 21 kW typ.)
<52 kW( 35 kW typ. )
< 63 kW( 30 kW typ. )
TRACKER
∆ V V2 5
1 5.
max.<
∆ V V2 5
1 4.
max.<
∆ V V2 5
1 3.
max.<
∆ V V2 5
0 9.
max.<
∆ V V2 5
0 8.
max.<
∆ V V2 5
0 8.
max.<∆
VV
25
1.max
<
1768 detectors groups
I2.5 (A/group) ≤ 13.5 , 3 , 9.5
( max , min , mean )
I2.5 (A/group) ≤ 12 , 8.5 , 10.5
( max , min , mean )
I2.5 (A/group) ≤ 12 , 8.5 , 9.5
( max , min , mean )
Figura 2.12: Schema delle connessioni di alimentazione delle PSU con i gruppi di rivelatoriall’interno del tracker. Non sono presenti i gruppi del TID, non ancora ben definiti. Lecadute di potenziale e le potenze dissipate si riferiscono alle sole basse tensioni (+2,50 e+1,25 V).
do da equalizzare le cadute di tensione. All’interno del cavo i conduttori appartenenti ad
una stessa linea di alimentazione non sono raggruppati, ma distribuiti uniformemente in
modo da massimizzare la capacita di accoppiamento e minimizzare l’induttanza. Questo
accorgimento ha l’effetto di ridurre l’impedenza caratteristica delle linee a circa 2 Ω. Gli
altri 8 conduttori, quelli piu interni al cavo, sono utilizzati per le alte tensioni (3), per le
linee di sense (3), e per una lettura di temperatura (2). L’utilizzo di 80 conduttori ordinati
in maniera casuale permette di ridurre l’impedenza in frequenza del cavo, grazie ad una
capacita piu alta ed un’induttanza piu bassa che non in un cavo con un solo conduttore
per linea. All’interno del cavo multipolare inoltre trovano posto le linee di alimentazione
per l’alta tensione ed i fili di sense.
Il secondo segmento, lungo 35 m, copre la distanza che va dalle balconate (PP2) nella
caverna al tracker (PP1) all’interno di CMS; e un cavo in rame che trasporta oltre alle
alimentazioni ed ai sense, alcuni segnali di servizio sotto forma di livelli di tensione, come
ad esempio la temperatura. Per quanto riguarda le basse tensioni, la soluzione utilizzata
43
prevede tre conduttori unipolari, di diversa sezione per mantenere uniformi le cadute di
potenziale su ciascuna linea. Questa soluzione offre caratteristiche di resistenza (in con-
tinua) ed impedenza (in frequenza) peggiori rispetto al cavo multipolare; il primo effetto
- la maggior resistenza - dipende dalla sezione dei cavi, ma non dovrebbe essere un pro-
blema grazie alla minor lunghezza di questo segmento ed alla capacita di compensazione
dei regolatori delle PSU. Per quanto riguarda gli effetti induttivi, questi possono essere
mantenuti a livelli accettabili dall’utilizzo di condensatori in parallelo ai carichi alimentati.
L’ultimo tratto ha il compito di portare l’alimentazione dall’immediato esterno del
tacker (PP1) ai singoli moduli ed all’elettronica di controllo. Questa connessione avviene
in due parti: un cavo multiservizio in alluminio, lungo dai 2 ai 5 m, porta le alimentazioni
fino alle Interconnection Board dei vari gruppi; da qui fino ai singoli moduli la distribuzione
avviene tramite cavi piatti isolati in kapton, integrati nella struttura stessa del tracker.
Le loro caratteristiche non sono state ancora definite con precisione, principalmente per
la loro continua evoluzione; comunque, le considerazioni fatte per il cavo multiservizio
si applicano qui a maggior ragione: la resistenza dei collegamenti e mantenuta bassa in
primo luogo dalla lunghezza limitata (qualche metro), mentre gli effetti induttivi sono
ridotti dai condensatori di blocco sui moduli alimentati.
Il raggruppamento individuato al momento, in base al quale e stato dimensionato il
prototipo di alimentazione in studio, prevede oltre 1800 gruppi, con una consitenza media
di 8,5 moduli e 41 APV25 per gruppo. Il gruppo piu affollato prevede 12 moduli, per un
totale di 56 APV25, e richiede I250 6 12,5 A sulla linea da 2,50 V e I125 6 5,5 A su quella
da 1,25 V. Questi valori sono stati ottenuti tenendo conto del fattore di sicurezza del 50%
rispetto ai consumi tipici dichiarati per i componenti elettronici.
Sempre in figura 2.12, sono mostrate le potenze dissipate sui moduli ed in ciascuna
parte del sistema di alimentazione, tenendo conto dei consumi tipici e massimi previsti. Per
le PSU e assunta un’efficienza del 70%; tenendo conto della potenza dissipata sulle linee
di alimentazione, l’efficienza complessiva del sistema di alimentazione risulta superiore al
25%.
44
Capitolo 3
Cavi di alimentazione
3.1 Requisiti delle linee di alimentazione
Come ho accennato alla fine del capitolo precedente, i cavi utilizzati per l’alimenta-
zione dei rivelatori hanno lunghezze ragguardevoli (70∼100m); questo ha ripercussioni
principalmente sulle linee di bassa tensione, sia per quanto riguarda il comportamento in
corrente continua che le loro caratteristiche in frequenza.
Le linee di alimentazione per la polarizzazione dei rivelatori, al contrario, grazie alla
combinazione di alte tensioni e basse correnti trasportate, hanno requisiti molto meno
stringenti.
3.1.1 Caratteristiche in corrente continua
In corrente continua il fattore piu importante per la caratterizzazione di un cavo e la
sua resistenza; le alte correnti necessarie per l’alimentazione dell’elettronica di front-end
causano sulle linee di alimentazione una sensibile caduta di tensione, con la conseguente
dissipazione di potenza. Un valore accettabile per la resistenza delle linee di bassa tensione
e di 0,2∼0,3 Ω su ciascuno dei conduttori da cui e formata.
Considerando il valore tipico della corrente trasportata (8,5 A), con questa resistenza
la caduta sui cavi e di circa 4 V e la potenza dissipata 36 W. Quest’ultimo effetto aumenta
con il quadrato della corrente (P = I2R), ed evidenzia la necessita di distribuire i rivelatori
il piu uniformemente possibile all’interno dei raggruppamenti effettuati nel tracker.
Confrontati con la tensione di alimentazione dell’elettronica, 2,5 V, e la potenza utiliz-
zata, 21 W, questi valori mostrano come le linee di alimentazione siano un aspetto tutt’al-
tro che secondario dal punto di vista della potenza impiegata. D’altro canto, per diminuire
45
ulteriormente la resistenza delle linee e necessario aumentarne la sezione, soluzione non
realizzabile dato l’alto numero di cavi (∼ 1800) e lo spazio limitato a disposizione.
Per mantenere sull’elettronica le tensioni richieste, le cadute di potenziale sui cavi
sono compensate dall’utilizzo di connessioni di sense ad alta impedenza, che riportino
agli alimentatori le tensioni effettivamente presenti sul carico.
La lunghezza dei cavi ed il conseguente tempo di propagazione dei segnali, ∼ 0,5 µs,
implicano che i circuiti di sense abbiano un tempo di reazione finito alle effettive variazioni
del carico; per evitare che disturbi caratterizzati da tempi caratteristici inferiori al tempo
di reazione portino il sistema in oscillazione, la banda passante dei circuiti di sense e
limitata a qualche kHz.
3.1.2 Problemi associati alle alte frequenze
La presenza di una componente induttiva intrinseca nelle linee di alimentazione crea
il problema della loro reazione ad improvvise variazioni delle correnti assorbite dal cari-
co alimentato. Queste possono essere generate durante il normale funzionamento dell’e-
lettronica, ma sono particolarmente intense durante l’accensione e lo spegnimento della
stessa.
L’energia totale immagazzinata nel cavo percorso da una corrente I e esprimibile come
E =1
2L I2 +
1
2C V 2 (3.1)
dove L e C sono l’induttanza del cavo e la capacita complessiva connessa alla linea di
alimentazione, e V e il valore medio della differenza di potenziale tra i conduttori. Una
variazione della corrente che percorre il cavo genera un’oscillazione dell’energia tra le
componenti capacitive e induttive del sistema, che si manifesta sotto forma di picchi di
tensione, proporzionali alla velocita di variazione della corrente.
Quest’effetto puo essere attenuato dall’utilizzo di cavi con un’alta capacita ed una
bassa induttanza specifiche, cioe caratterizzati da una bassa impedenza caratteristica, o
utilizzando condensatori di blocco in parallelo al carico alimentato, in modo da aumentare
la capacita complessiva della linea di alimentazione.
L’utilizzo di condensatori all’interno del tracker di CMS e limitato da due vincoli
costruttivi: l’alto flusso di radiazioni, che impedisce di utilizzare condensatori elettrolitici,
e la scarsa disponibilita di spazio all’interno del tracker. Queste due considerazioni limitano
46
effetivamente la capacita massima disponibile per ciascuna linea di alimentazione a circa
100 µF.
L’impiego di linee di alimentazione caratterizzate da una bassa impedenza caratteristi-
ca presenta dei vantaggi anche per quanto riguarda l’immunita alle interferenze indotte da
onde elettromagnetiche ed il confinamento dei disturbi ad un singolo gruppo di rivelatori.
Un’onda elettromagnetica induce su un conduttore correnti alla stessa frequenza del-
l’onda; l’impiego di cavi di alimentazione con una bassa impedenza aumenta la potenza
richiesta per generare segnali in tensione di una data consistenza, effettivamente riducendo
i disturbi indotti.
L’utilizzo di una linea di alimentazione a bassa impedenza realizza un cammino prefe-
renziale per la propagazione dei disturbi generati dall’elettronica di front-end e dal cavo
di alimentazione stesso. Se l’impedenza della linea e sufficientemente piccola, tutti gli
accoppiamenti con le altre parti del sistema risultano avere impedenze ragguardevoli, evi-
tando il propagarsi dei disturbi sui canali vicini e quindi effettivamente confinandoli al
solo canale dove sono stati generati.
3.1.3 Impedenza caratteristica delle linee di trasmissione
Per esaminare le caratteristiche di un cavo a frequenze paragonabili o superiori al-
l’inverso del tempo che un’onda elettromagnetica impiega ad attraversarlo, dobbiamo
introdurre un modello a costanti distribuite [30]: una linea di trasmissione puo essere
schematizzata come il ripetersi di blocchi infinitesimi formati da induttanze e resistenze
in serie, con capacita e conduttanze in parallelo (figura 3.1).
Per valutare l’andamento dei parametri del modello mi sono basato sulle proprieta di
uno dei cavi di alimentazione che ho esaminato, un segmento di 100 m di cavo multipolare
in rame.
Una linea di trasmissione e descritta da quattro parametri: l, c, r e g sono rispettiva-
mente l’induttanza, la capacita, la resistenza e la conduttanza per unita di lunghezza.
Il modello mostrato in figura 3.1 e descritto dalle equazioni
dV
dx= −rI − l dI
dt= −(r + jωl) I (3.2)
dI
dx= −gV − cdV
dt= −(g + jωc)V (3.3)
Queste equazioni possono essere disaccoppiate per ottenere, nell’ipotesi che la linea di
47
L
G C
R L
G C
R
Figura 3.1: Schema di una linea di trasmissione. La linea puo essere pensata come ilripetersi di blocchi infinitesimi LR/GC.
trasmissione sia omogenea,
d2V
dx2= [(rg − ω2lc) + jω(rc+ gl)]V (3.4)
d2I
dx2= [(rg − ω2lc) + jω(rc+ gl)] I (3.5)
L’intervallo di frequenze a cui siamo interessati e limitato dalle caratteristiche dei
cavi e dell’elettronica alimentata. La lunghezza dei cavi, 70∼100 m, comporta un limite
inferiore per le frequenze di circa 1 MHz e un limite superiore, fissato dalla banda passante
dell’elettronica di lettura, circa 4 MHz, inferiore ai 100 MHz.
Siamo quindi interessati al comportamento delle linee di alimentazione nell’intervallo
di frequenze da 1 a 100 MHz. Per valutare gli effetti relativi dei diversi aspetti di una
linea di trasmissione ho utilizzato i parametri caratteristici della linea di alimentazione
da 1,25 V di uno dei cavi misurati, un cavo multipolare formato da 50 conduttori di rame
da 0,8 mm2, descritto piu avanti (§3.4.3):
r vale, nel caso in esame, circa 3,5 mΩ/m in corrente continua, ed aumenta con la
frequenza per effetto pelle [30]. Per frequenze superiori ad 1 MHz, l’andamento puo
essere approssimato come
r(ω)
r0= 1, 23
√f(MHz) + 0, 26 (3.6)
l e c valgono 15 nH/m e 1,7 nF/m;
g, dovuta alla polarizzazione del dielettrico, e sempre trascurabile, soprattutto per
la richiesta che il cavo abbia un’alta capacita specifica.
48
Alle frequenze di interesse, le impedenze associate a queste tre grandezze, Zr = r(ω),
Zl = ωl, Zc = 1/ωc, sono mostrate in tabella 3.1, da cui risulta evidente come, anche
considerando l’effetto pelle, la resistenza specifica sia comunque trascurabile rispetto
all’induttanza.
ParametroFrequenza
1 MHz 10 MHz 100 MHzZr (mΩ/m) 5,2 14,5 44Zl (mΩ/m) 15 150 1500Zc (Ω m) 600 60 6
Tabella 3.1: Parametri del cavo multipolare al variare della frequenza: Zr = r(ω), Zl = ωl,Zc = 1/ωc.
La soluzione dell’equazione 3.4 (per la 3.5 la soluzione e analoga), trascurando g e
sviluppando al primo ordine in r/ωl, e reintroducendo la dipendenza temporale implicita
nella notazione complessa, e:
V (x, t) = V0 ejϕ e∓
12r(ω)√
clx ej(ω t±ω
√lc x) (3.7)
Questa descrive delle onde che si propagano senza dispersione, con un coefficiente di
attenuazione 12r(ω)
√cl
(tabella 3.2), ed una velocita di fase vf = 1/√lc, indipendente
dalla frequenza.
FrequenzaCoefficiente diattenuazione
1 MHz 0, 9× 10−3 m−1
10 MHz 2, 4× 10−3 m−1
100 MHz 7, 3× 10−3 m−1
Tabella 3.2: Coefficiente di attenuazione del cavo multipolare al variare della frequenza.
Dalle equazioni 3.2, 3.3 e 3.7 possiamo ricavare due parametri facilmente misurabili,
caratteristici del cavo in esame:
Z =
√l
c
(1 +
r2(ω)
2ω2l2
)(3.8)
τ =√lc d (3.9)
49
dove d e la lunghezza del cavo, Z e l’impedenza caratteristica della linea di trasmissione, e τ
il tempo impiegato da un’onda a percorrerla. Misurando questi parametri e l’attenuazione
che l’onda subisce e possibile risalire, trascurando il termine in r/ωl, ai parametri r, l e c
del cavo.
La misura di τ puo essere effettuata direttamente, misurando il tempo necessario ad un
impulso di tensione a propagarsi da un estremo all’altro del carico. Z puo essere valutata
sfruttando le proprieta di riflessione di una linea di trasmissione non terminata: quando
una linea di trasmissione e chiusa su un’impedenza diversa dalla sua impedenza caratte-
ristica, i segnali inviati sulla linea non vengono completamente assorbiti dalla resistenza
di carico, ma sono in parte riflessi. Variando la resistenza su cui la linea e chiusa fino a
che le riflessioni spariscano (in questo caso la linea si dice terminata) e possibile misurare
il valore dell’impedenza caratteristica della linea stessa.
3.2 Misura dei parametri caratteristici dei cavi di
alimentazione
Per alcuni dei cavi esaminati ho misurato questi parametri, cioe l’impedenza caratte-
ristica Z ed il tempo di propagazione τ . Da questi sono risalito ai parametri caratteristici
del cavo, l’induttanza (l) e la capacita (c) per unita di lunghezza.
La misura e stata effettuata inviando sul cavo degli impulsi di tensione di durata
inferiore a 50 ns fino ad un carico resistivo variabile; l’impulsatore utilizzato e stato un
HP 8131A, mentre il carico era costituito da tre potenziometri in serie con una resistenza
complessiva variabile tra 1 e 100 Ω.
I valori di τ e Z sono stati misurati con una coppia di sonde attive ad alta impedenza.
Nel primo caso ho osservato i segnali ai capi del cavo per valutarne il tempo di propa-
gazione; nel secondo ho collegato le sonde ai capi del carico, che ho variato fino a che le
riflessioni sulla linea sono sparite. Mentre τ puo essere determinato con grande precisio-
ne, grazie alla sensibilita dell’oscilloscopio, questa seconda misura non e molto precisa, a
causa di distorsioni introdotte dalle connesioni e, forse, da effetti dispersivi che non ho
considerato. Ripetendola piu volte, ho potuto valutarne l’incertezza, di poco inferiore al
10%. Quest’incertezza si propaga su tutti i parametri derivati, cioe l e c.
I risultati delle misure sono riportati in tabella 3.3. Essi evidenziano il divario tra le
caratteristiche del service cable e quelle del cavo multipolare, in favore di quest’ultimo.
50
Cavo esaminato r (mΩ/m) l (nH/m) c (nF/m) Z (Ω) vf (ms−1)Cavo multipolare, ordinato (100 m)
linea da 1,25 V 3,4 25 1,0 5 2,0×108
linea da 2,50 V 2,1 15 1,7 3 2,0×108
linea di ritorno 1,8 15 1,7 3 2,0×108
Cavo multipolare, antiinduttivo (100 m)linea da 1,25 V 3,1 15 1,7 3 2,0×108
linea da 2,50 V 2,1 10 2,5 2 2,0×108
linea di ritorno 1,8 10 2,5 2 2,0×108
Service cable (40 m)linea da 1,25 V 9,5 170 0,17 31 1,8×108
linea da 2,50 V 6,9 130 0,21 25 1,9×108
linea di ritorno 5,9 140 0,22 25 1,8×108
Tabella 3.3: Valori dei parametri del modello di linea di trasmissione per il cavo multipolaree per il prototipo di service cable. Il valore della resistenza specifica e misurato in correntecontinua, induttanza e capacita specifiche sono ipotizzate indipendenti dalla frequenza.Le misure su ciascuna linea sono state effettuate rispetto alle altre due linee dello stessocavo.
L’induttanza specifica e l’impededenza caratteristica, inferiori di un fattore 10, rispec-
chiano i risultati ottenuti misurando i picchi di tensione generati dalla variazione delle
correnti di carico (figure 3.14 e 3.16).
Sul cavo multipolare ho effettuato due serie di misure, per valutare gli effetti della
disposizione dei singoli conduttori all’interno del cavo. Una disposizione disordinata pre-
senta caratteritiche migliori, in quanto favorisce l’accoppiamento capacitivo tra le linee e
diminuisce l’induttanza complessiva del cavo, e quindi la sua impedenza caratteristica.
3.3 Misura delle oscillazioni indotte da variazioni di
corrente
Per misurare le oscillazioni indotte sui cavi di alimentazione abbiamo utilizzato in
laboratorio il sistema di misura mostrato in figura 3.2.
Questo e formato da:
un alimentatore da banco (EUTRON BVT 350), che genera la tensione di alimen-
tazione di 12 V;
51
AlimentatoreEUTRON BVT 350
OscilloscopioTextronix DSA 602A
Carico elettronicoHP 6081A
Sonde attive
2,50 V1,25 Vritorno
100 m
12 V
Figura 3.2: Catena di misura utilizzata per valutare le prestazioni dei diversi tipi di cavidi alimentazione.
il cavo in esame, posato in una canalina che corre all’interno dei laboratori, viene
utilizzato per portare l’alimentazione fino al carico elettronico;
il carico elettronico e costituito da un modulo di carico HP 60504B da 600 W, che
agisce da pozzo di corrente, programmabile tramite l’unita di controllo HP 6051A;
l’andamento della tensione ai capi del carico elettronico e misurato con due sonde
attive ad alta impedenza in configurazione differenziale in ingresso all’oscilloscopio
digitale (Tektronix DSA 602A).
La programmazione della variazione di corrente assorbita dal carico elettronico si basa
sull’impostazione dei due livelli di corrente e del tempo impiegato a compiere la transizione
dall’uno all’altro; piu precisamente, il parametro su cui si agisce direttamente e lo slew
rate, cioe la velocita di variazione della corrente (∆I/∆t), programmabile su uno di dodici
valori possibili, tra 0,2 A/ms (slew rate #1) e 1 A/µs (slew rate #12).
Poiche il costruttore avverte della non linearita tra il valore di slew rate impostato
e quello effettivamente seguito dallo strumento, soprattutto per variazioni piccole o slew
rate elevati, ho effettuato per prima cosa la taratura dello strumento.
Per questo ho collegato l’alimentatore al carico HP come mostrato in figura 3.3, uti-
lizzando dei cavi corti, per minimizzarne gli effetti induttivi, ed una resistenza da 0,12 Ω.
52
AlimentatoreEUTRON BVT 350
OscilloscopioTextronix DSA 602A
Carico elettronicoHP 6081A
Sonde attive
cavi corti (< 1 m)
12 V 0,12 Ω
Figura 3.3: Catena di misura utilizzata per tarare i tempi di variazione effettivi del caricoHP.
Con le sonde differenziali dell’oscilloscopio ho registrato l’evoluzione temporale della ten-
sione ai capi della resistenza, e quindi della corrente assorbita dal carico. In questo modo
ho misurato il tempo di variazione (rise time) effettivo, cioe il tempo necessario a passare
dal 10% al 90% della variazione di corrente. I risultati della taratura sono mostrati in
tabella 3.4 e in figura 3.4.
Per ciascuno dei cavi esaminati ho misurato le ampiezze dei picchi di tensione generati
in seguito alle variazioni di corrente; dei tre conduttori utilizzati per il trasporto della
tensione da 2,50 V, 1,25 V ed il ritorno comune, ho utilizzato il primo e l’ultimo per
alimentare il carico HP. La linea da 1,25 V e stata lasciata completamente sconnessa
(floating), o collegata ad un estremo al riferimento di massa dell’alimentatore; le differenze
riscontrate tra le due configurazioni sono risultate trascurabili.
In figura 3.5 e mostrata l’evoluzione temporale della tensione presente ai capi del
carico elettronico, registrata tramite le sonde differenziali dell’oscilloscopio. Si notano i
due guizzi di tensione, all’incirca simmetrici, causati dalle variazioni di corrente. La loro
ampiezza in funzione dello slew rate e il parametro che caratterizza il cavo in esame.
La differenza tra i livelli costanti presenti al centro e ai lati e dovuta alla caduta di
tensione sul cavo.
L’altezza dei picchi e stata misurata in funzione dei parametri di variazione della
53
Taratura degli slew rates - range 12 A
10
100
1000
10,0% 100,0%
Variazione di corrente (percentuale del fondoscala)
Rai
se T
ime
(10
% …
90
%) (
µs)
Slew rate #12Slew rate #11Slew rate #10Slew rate #9Slew rate #8Slew rate #7Slew rate #6
Figura 3.4: Tempi di variazione della corrente assorbita dal carico elettronico, in funzionedella variazione di corrente, indicata come percentuale rispetto al range di 12 A, e delloslew rate impostati.
corrente. Come previsto considerando la sola induttanza dei cavi, i picchi di tensione ge-
neratisi ai capi del carico sono proporzionali alla velocita di variazione della corrente, e
pressoche indipendenti dall’ampiezza della variazione stessa. Un esempio di questo com-
portamento e mostrato in tabella 3.5: raddoppiando la variazione di tensione, a parita di
slew rate, l’ampiezza degli overshoot rimane pressoche invariata; al contrario, raddoppian-
do la velocita di variazione della corrente, anche mantenendo costante l’ampiezza della
variazione stessa, si osservano dei picchi di tensione piu che raddoppiati.
Una seconda verifica della linearita tra l’ampiezza dei picchi di tensione ed il tasso
di variazione della corrente e mostrata nelle figure 3.14, 3.15 e 3.16, dove sono esposti i
risultati delle misure effettuate sui diversi prototipi di cavi di alimentazione.
54
Rise time 10% . . . 90% (µs)
Slew rate Variazione di corrente (A)impostato 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11
# 6 (10 A/ms) 161 203 264 337 411 491 569 647 730 809 892# 7 (20 A/ms) 84,2 106 137 174 212 254 294 334 378 418 460# 8 (50 A/ms) 35,3 43,9 56,5 71,4 86,5 103 118 135 152 168 185# 9 (0,1 A/µs) 23,1 26,3 32,0 38,8 45,7 53,5 61,0 68,8 77,2 85,0 93,6# 10 (0,2 A/µs) 18,1 19,2 21,3 24,1 26,8 30,0 33,3 36,9 40,8 44,3 48,3# 11 (0,5 A/µs) 16,2 16,5 16,9 17,5 18,4 19,0 19,8 20,8 21,9 22,3 24,2# 12 (1 A/µs) 16,2 16,2 16,2 16,3 16,6 16,8 17,0 17,2 17,6 17,9 18,3
Tabella 3.4: Tempi di variazione della corrente assorbita dal carico elettronico, in funzionedella variazione di corrente e dello slew rate impostati.
Variazione di Rise time Slew rate Overshootcorrente (A) (µs) (A/ms) (V)
5 86,5 46 0,7410 168,0 48 0,745 45,7 88 1,7210 85,0 94 1,64
Tabella 3.5: Dipendenza dell’ampiezza dei picchi di tensione generati dalle variazioni dicorrente dall’ampiezza delle variazioni e dalla velocita di variazione.
3.4 Cavi esaminati
Per individuare il tipo di cavi di connessione piu adatti alle linee di alimentazio-
ne di bassa tensione del tracker di CMS, ho esaminato segmenti di 100 m di diverse
configurazioni:
l’insieme di tre comuni cavi elettrici, da 10 mm2;
un cavo MICO, con isolante minerale e guaina esterna in rame metallico, con 7
conduttori interni da 2,5 mm2;
un cavo multipolare, con 50 conduttori da 0,8 mm2, isolati in kapton.
Le stesse misure sono state effettuate su uno spezzone di 40 m del cavo multiservizio
sviluppato al CERN per la parte interna delle linee di alimentazione di CMS (service
cable).
55
0.00
2.00
4.00
6.00
8.00
10.00
12.00
14.00
16.00
18.00
20.00
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
Tempo ( µs)
Ten
sio
ne
(V)
Overshoot
Caduta di potenziale
Undershoot
Figura 3.5: Evoluzione temporale della tensione ai capi del carico HP, connesso tramite ilcavo MICO, in seguito alle variazioni della corrente assorbita. Sono indicati i picchi ditensione di overshoot e undershoot, nonche la caduta di potenziale dovuta alla resistenzadel cavo di alimentazione. Questi effetti sono stati causati da una variazione di corrente∆I=7 A con velocita 0,6 A/µs.
3.4.1 Cavi elettrici
La configuraione piu semplice consiste nell’utilizzo di tre normali cavi elettrici (figu-
ra 3.6), con una sezione di 16 mm2, per le tensioni di 1,25 V, 2,50 V ed il riferimento
comune. I vantaggi che questi cavi presentano sono la semplicita, la reperibilita ed il
basso costo: le loro prestazioni sono di gran lunga le peggiori tra tutte le configurazioni
esaminate (figura 3.14).
Questa configurazione e stata esaminata come punto di riferimento rispetto al quale
valutare le prestazioni delle altre configurazioni piu elaborate. Dato che la configurazione
complessiva di questi cavi non e ben definita, non ho effettuato su di essi alcuna misura
di impedenza caratteristica.
La figura 3.7.a mostra il profilo del picco di overshoot generato in questo tipo di cavo
da una variazione di corrente di 7 A alla velocita di 0,6 A/µs. L’ampiezza del picco,
superiore a 20 V, e sicuramente sufficiente a danneggiare permanentemente l’elettronica
di lettura.
56
Figura 3.6: Comune cavo elettrico.
3.4.2 Cavo MICO
Una configurazione che offre buone prestazioni dal punto di vista elettrico, unita
ad un’ottima robustezza meccanica, e mostrata in figura 3.8: si tratta di un cavo MI-
CO(Mineral Insulator COnductor), formato da 7 conduttori di rame interni, con una
sezione di 2,5 mm2, immersi in un isolante di ossido di magnesio e racchiusi da una guaina
in rame con una sezione di 17,4 mm2, rivestita in plastica. Le misure sono state effettua-
te utilizzando i tre conduttori centrali e lo schermo esterno per la linea di ritorno della
corrente, e le altre due coppie di conduttori interni per le linee da 1,25 V e 2,50 V.
Il profilo dei picchi di overshoot e undershoot mostrati in figura 3.7.b e stato generato
sul cavo MICO da una variazione di corrente di 7 A, con un tasso di variazione di
0,6 A/µs. I picchi hanno in questo caso un’ampiezza minore (∼5 V) e si esauriscono in
un tempo ridotto, dopo 1 o 2 oscillazioni.
3.4.3 Cavo a 50 poli
Il terzo cavo analizzato e un cavo multipolare con 50 conduttori di rame da 0,8 mm2,
isolati da una sottile pellicola di kapton. Il numero di conduttori assegnati a ciascuna
linea e stato scelto in modo che la caduta di potenziale sulle tre linee fosse la stessa.
57
0.00
5.00
10.00
15.00
20.00
25.00
30.00
35.00
40.00
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
Tempo (µs)
Ten
sio
ne
(V)
(a)
0.00
2.00
4.00
6.00
8.00
10.00
12.00
14.00
16.00
18.00
20.00
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
Tempo (µs)
Ten
sio
ne
(V)
(b)
Figura 3.7: Effetti di overshoot e undershoot sui cavi esaminati, causati da una variazionedi corrente ∆I=7 A con velocita 0,6 A/µs: (a) overshoot sui cavi elettrici semplici; (b)effetti sul cavo MICO.
58
Figura 3.8: Cavo MICO con isolante minerale.
Common
+1,25 V
+2,50 V
Figura 3.9: Schema della sezione del cavo MICO.
Su questo cavo ho effettuato due serie di misure: la prima con i conduttori organizzati in
maniera ordinata, come mostrato in figura 3.11.a, la seconda seguendo lo schema mostrato
in figura 3.11.b, con i singoli conduttori distribuiti in modo casuale cosı da massimizzare
l’accoppiamento capacitivo tra linea e linea e minimizzare l’impedenza caratteristica del
cavo.
Nel primo caso abbiamo utilizzato i 16 connettori centrali per la linea da 2,50 V, i 10
piu interni per quella da 1,25 V e gli altri 24 per la linea di ritorno; nel secondo 16 per i
59
Figura 3.10: Cavo multipolare con 50 conduttori isolati in kapton.
Common
+1,25 V
+2,50 V
Common
+1,25 V
+2,50 V
(a) (b)
Figura 3.11: (a) Sezione del cavo multipolare con i conduttori ordinati; (b) Sezione delcavo multipolare con i conduttori disposti in modo antiinduttivo.
2,50 V, 9 per la linea da 1,25 V e i 25 rimanenti per il ritorno.
In figura 3.12 sono mostrati i picchi di overshoot e undershoot per il cavo multipolare,
nelle due configurazione esaminate: ordinata (figura 3.12.a) e antiinduttiva (figura 3.12.b).
Questi risultati sono superiori ai precedenti dal punto di vista dell’ampiezza (3 V e 1,9 V
contro i 5 V del cavo MICO), e mostrano il vantaggio della configurazione antiinduttiva
(1,9 V) rispetto a quella ordinata (3 V).
60
0.00
2.00
4.00
6.00
8.00
10.00
12.00
14.00
16.00
18.00
20.00
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
Tempo (µs)
Ten
sio
ne
(V)
(a)
0.00
2.00
4.00
6.00
8.00
10.00
12.00
14.00
16.00
18.00
20.00
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
Tempo (µs)
Ten
sio
ne
(V)
(b)
Figura 3.12: Effetti di overshoot e undershoot sul cavo multipolare, causati da una va-riazione di corrente ∆I=7 A con velocita 0,6 A/µs: (a) in configurazione ordinata; (b) inconfigurazione antiinduttiva.
61
3.4.4 Service cable
Figura 3.13: Schema della sezione service cable.
L’ultima configurazione esaminata e stato il prototipo di service cable proposto da
Robert Hammarstrom per le connessioni dalla caverna di CMS all’interno del rivelatore,
mostrato in figura 3.13. Per le basse tensioni utilizza tre conduttori di rame di diverse
sezioni, scelte in base alla corrente prevista per ciascuna linea: 6,0 mm2 per la linea da
2,50 V, 3,0 mm2 per quella da 1,25 V e 9,6 mm2 per la linea di ritorno. Se si trascura
questo particolare, questa soluzione e molto simile alla prima analizzata, come attestano
i risultati analoghi: i valori di overshoot osservati su questo cavo sono migliori rispetto a
quelli osservati sui cavi elettrici comuni di un fattore 2,5, imputabile alle diverse lunghezze
dei due cavi (40 m e 100 m).
In tabella 3.3 sono elencati i parametri dei modelli di linea di trasmissione per il
cavo multipolare, nelle due configurazioni ordinata e antiinduttiva, e per il prototipo
di multiservice cable. Dal loro confonto, risultano evidenti le migliori caratteristiche del
primo: induttanza specifica piu piccola di un fattore 10, capacita specifica piu grande di
62
un fattore 10, impedenza caratteristica piu bassa di un fattore 10. Questa differenza di
caratteristiche si riflette pesantemente nell’ampiezza dei picchi di tensione generati dal
cavo multiservizio, come mostrato nelle figure 3.14 e 3.16.
3.5 Risultati delle misure
Nel grafico in figura 3.14 sono riportati i risultati delle misure sui cavi descritti, insieme
a dei fit lineari sui dati stessi.
0.00
5.00
10.00
15.00
20.00
0.00 0.10 0.20 0.30 0.40 0.50 0.60 0.70
Tasso di variazione (A/µs)
Ove
rsho
ot (V
)
cavo MICOTM
cavo a 50 poli ordinato
cavo a 50 polianti-induttivo
comune cavo elettrico
service cable (40 m)
Figura 3.14: Risultati delle misure di overshoot sui diversi cavi.
L’ampiezza dei picchi di tensione osservati in funzione della velocita di variazione
della corrente segue con ottima approssimazione un andamento lineare, come avevamo
ipotizzato inizialmente; allo stesso modo, non si osserva nessuna dipendenza diretta dal-
l’ampiezza della variazione di corrente, ma solamente attraverso l’influenza che ha sullo
slew rate effettivo (figura 3.4 e tabella 3.4).
63
Dal grafico in figura 3.14 emerge chiaramente che l’utilizzo di cavi multipolari - il cavo
MICO o il cavo da 50 poli in entrambe le sue configurazioni - e fortemente consigliabile
rispetto a dei cavi piu semplici; inoltre, la scelta di organizzarne i conduttori interni
in modo “disordinato” per minimizzare l’induttanza complessiva del cavo permette di
guadagnare un ulteriore fattore 1,5 nella riduzione degli effetti di overshoot, e quindi
della massima velocita di variazione della corrente permessa a parita di picchi di tensione
tollerabili.
Come accennato in precedenza, un secondo metodo per diminuire l’ampiezza dei picchi
di tensione consiste nell’utilizzare, in parallelo al carico alimentato, dei condensatori di
blocco. Per valutare gli effetti di capacita di terminazione per le linee di bassa tensione,
ho effettuato un secondo insieme di misure sui cavi esaminati, con una capacita variabile
tra 0 e 64 µF in parallelo al carico elettronico. I risultati di questo insieme di misure sono
mostrati, per i cavi MICO e multipolare, in configurazione antiinduttiva, in figura 3.15.
Una delle possibilita sotto indagine era l’utilizzo di normali cavi elettrici con conden-
satori sul carico per limitare gli effetti di overshoot. Confrontando i risultati, mostrati in
figura 3.16, con i risultati precedenti in figura 3.14 emerge che utilizzare dei cavi multipo-
lari, anche senza alcuna capacita di terminazione, e comunque preferibile all’uso di cavi
elettrici comuni assieme a dei condensatori. In complesso la configurazione con caratteri-
stiche migliori prevede l’utilizzo di condensatori di blocco congiuntamente a dei cavi mul-
tipolari, in modo da minimizzare i picchi di tensione presenti sulle linee di alimentazione.
3.6 Sense interni
Un ulteriore vantaggio derivante dall’utilizzo di un cavo multipolare consiste nella pos-
sibilita di inglobare i fili di sense all’interno dello stesso cavo utilizzato per trasportare le
basse tensioni, evitando l’utilizzo di conduttori esterni, con l’ingombro ed il costo associati.
Questa configurazione avrebbe potuto presentare un nuovo problema, se l’accoppiamento
induttivo tra le linee di potenze ed i sense fosse stato tale da far entrare il sistema di
alimentazione in oscillazione.
Per accertarsi della fattibilita dell’integrazione dei sense con le linee di potenza, ho
ripetuto parte delle misure effettuate con il cavo da 50 poli in configurazione antiinduttiva,
modificandone la configurazione dei conduttori: tre dei fili precedentemente utilizzati dalla
64
0,00
0,50
1,00
1,50
2,00
0,00 0,10 0,20 0,30 0,40 0,50 0,60 0,70
Tasso di variazione della corrente (A/µs)
Overshoot (
V)
0 µF
32 µF
10 µF
64 µF
(a)
0,00
1,00
2,00
3,00
4,00
5,00
6,00
0,00 0,10 0,20 0,30 0,40 0,50 0,60 0,70
Tasso di variazione della corrente (A/µs)
Overshoot (
V)
0 µF
32 µF
64 µF
(b)
Figura 3.15: Risultati delle misure di overshoot sul cavo (a) multipolare in configurazioneantiinduttiva, e (b) MICO, per valori della capacita in parallelo al carico tra 0 e 64 µF.
65
0.00
1.00
2.00
3.00
4.00
5.00
6.00
0.00 0.10 0.20 0.30 0.40 0.50 0.60 0.70
Tasso di variazione (A/µs)
Ove
rsho
ot (V
)
cavo a 50 polianti-induttivo
comune cavo elettrico
service cable (40 m)
Figura 3.16: Risultati delle misure di overshoot su diversi cavi, con una capacita di 64 µFin parallelo al carico.
linea di ritorno sono stati impiegati come collegamenti di sense. I risultati sono stati
positivi, non mostrando alcun tipo di accoppiamento tra le varie linee ne l’insorgere di
disturbi aggiuntivi.
3.7 Conclusioni
In base alle misure effettuate, la configurazione con le caratteristiche migliori tra quelle
che ho esaminato e il cavo multipolare con 50 conduttori, in configurazione antiindutti-
va. Per ottenere prestazioni superiori verra utilizzato un nuovo cavo multipolare, con 80
conduttori da 0,8 mm2 isolati in kapton.
In base ai risultati ottenuti, secondo cui l’integrazione delle linee di sense all’interno
dello stesso cavo non dovrebbe far sorgere alcun disturbo, solo 72 dei conduttori saranno
66
utilizzati per le linee di bassa tensione, mentre gli 8 poli piu interni saranno dedicati
ad altri scopi: 3 saranno utilizzati per le alte tensioni, 3 per le linee di sense e 2 per la
trasmissione dei valori di temperatura, misurati all’interno del tracker.
Questo ovviamente solo nel caso in cui l’assenza di problemi dovuti alla presenza dei
sense e delle linee di alta tensione al centro del cavo venga verificata sperimentalmente.
Grazie al maggior numero di conduttori, da questo nuovo prototipo ci aspettiamo
prestazioni migliori sia in corrente continua, con una resistenza piu bassa grazie alla se-
zione maggiore, sia in alta frequenza, poiche il numero piu alto di conduttori permette di
migliorare la distribuzione delle linee all’interno del cavo, portando all’aumento dell’ac-
coppiamento capacitivo ed alla diminuzione dell’induttanza e dell’impedenza caratteristi-
ca. Sul nuovo prototipo saranno quindi effettuate le misure dei parametri caratteristici
e degli overshoot in funzione dello slew rate, per controllare se queste aspettative siano
effettivamente verificate.
67
68
Capitolo 4
Caratteristiche e architettura delsistema di alimentazione
Nella progettazione del sistema di alimentazione per un progetto complesso e di lunga
durata come il sistema tracciante dell’esperimento CMS, devono essere presi in conside-
razione oltre alle prestazioni del sistema, come isolamento o rumore, aspetti relativi alla
manutenzione:
affidabilita nel tempo (uptime);
semplicita nell’individuazione dei problemi e nella relativa manutenzione;
disponibilita di procedure di emergenza in caso di incidenti;
praticita e semplicita d’uso.
Questi ultimi due aspetti portano a definire come parte integrante delle unita di alimenta-
zione misure di sicurezza, sia hardware che software, tali da rendere impossibili manovre
pericolose per le persone o il tracker.
Dal punto di vista dell’alimentazione il tracker e suddiviso in gruppi indipendenti, a
ciascuno dei quali corrisponde una Power Supply Unit. Questa contiene i due regolatori di
bassa tensione richiesti dall’elettronica di lettura e comunicazione ed i due regolatori di alta
tensione per la polarizzazione dei rivelatori. Questo schema rappresenta un compromesso
tra la semplicita e il costo dei sistemi di alimentazione, con una PSU per ogni gruppo, ed
una buona flessibilita nella polarizzazione dei rivelatori, con due canali di alta tensione
indipendenti. In tabella 4.1 sono riportate le caratteristiche richieste a ciascun canale.
Coppie di PSU sono organizzate in moduli (Power Supply Modules), inseriti in appositi
crate; i PSM forniscono alle due PSU le linee di collegamento con l’esterno:
69
tensione corrente massima current limit sense compensazioneBasse tensioni
1,25 V ± 5 % 7 A 1,75 A . . . 7 A 6 V2,50 V ± 5 % 12 A 3 A . . . 12 A 6 V
Alte tensioni0 . . . 600 V 10 mA 10 µA. . . 10 mA -0 . . . 600 V 10 mA 10 µA. . . 10 mA -
tensione isolamento a 10 MHz rumore integrato su 5 MHz riferimentoBasse tensioni
1,25 V ± 5 % > 1 kΩ < 30 mV rms floating2,50 V ± 5 % > 1 kΩ < 30 mV rms floating
Alte tensioni0 . . . 600 V > 1 kΩ < 10 mV rms floating0 . . . 600 V > 1 kΩ < 10 mV rms floating
Tabella 4.1: Requisiti del sistema di alimentazione.
alimentazione;
bus di controllo, via CAN bus;
allarme esterno (general reset);
connessioni con l’elettronica ed i rivelatori da alimentare.
In figura 4.1 e mostrato un esempio di raggruppamento delle PSU, lievemente diverso
da quello descritto in seguito; a differenza di quanto mostrato in questo schema, sono
previste 2 sole PSU per ogni PSM, dedicate all’alimentazione dell’elettronica di lettura
e comunicazione, mentre le CCU sono alimentate separatamente. I PSM devono essere
costruiti in modo da garantire una buona robustezza meccanica, evitando che le PSU si
possano danneggiare durante il trasporto o l’inserimento; sono raggruppati logicamente
tramite le connessioni digitali: fino a 127 PSU (63 PSM, quindi) sono connesse allo stesso
segmento di CAN bus e condividono la stessa linea di general reset. Il bus e organizzato
in modo che le PSU non necessitino di identificativi prestabiliti, ma che questi vengano
assegnati automaticamente all’inserimento nel crate a seconda della posizione.
L’origine dell’allarme di general reset e esterna alle PSU: il suo scopo e di segnalare
situazioni anomale da risolvere con lo spegnimento rapido di tutte le PSU del gruppo.
70
Ogni gruppo di PSM e gestito da un Array Controller, o supervisore (figura 4.1),
un computer connesso via CAN bus alle PSM del gruppo e via Ethernet ai computer
dell’esperimento (CMS Slow Control); il supervisore ha il compito di controllare lo stato
delle PSU del gruppo e di interfacciarle con i computer dello Slow Control.
Figura 4.1: Schematizzazione del raggruppamento delle PSU in array, alimentati dallePU e controllati da un supervisore ciascuno. Il raggruppamento esposto in questo lavorodifferisce da quello mostrato in figura per il numero ed il tipo di PSU all’interno di ciascunPSM: sono presenti 2 sole PSU per PSM, dedicate all’alimentazione dell’elettronica dilettura e comunicazione; per le CCU sono previste alimentazioni separatamente.
I PSM non sono connessi direttamente alla rete elettrica e prendono la potenza per
i rivelatori di tensione da una linea 48 Vdc, fornita da un’unita di potenza (PU) Per as-
sicurare un buon isolamento delle PSU, la connessione e fatta tramite dc-dc converter.
Una o piu linee di bassa tensione (5 V e/o 12 V) sono utilizzate per alimentare l’elettro-
nica di controllo delle PSU. Queste tensioni sono ricavate dal 220 V/50 Hz, protetta da
UPS (Uninterruptible Power Supply).
71
I PSM devono essere progettati in modo da poter essere inseriti e disinseriti indipen-
dentemente dallo stato delle PU; la linea di potenza a 48 V viene collegata internamente
solo successivamente all’inserimento, e deve essere scollegata prima di poter estrarre i
PSM dal crate.
Lo stesso vale per i collegamenti con i cavi di alimentazione del carico: questi vengono
effettuati tramite un sistema di rele di potenza presenti nel crate (figura 4.2); l’estrazione
del PSM e possibile solamente se tutti i rele sono aperti; lo stato di ciascun rele puo essere
modificato solo se la tensione e la corrente associate sono nulle.
Le connesioni tra i crate e i cavi di alimentazione sono da considerarsi permanenti. In
nessun caso deve essere possibile connettere o sconnettere un cavo durante il funzionamen-
to del sistema; questo non e comunque necessario per aggiungere, rimuovere o sostituire
un PSM.
Infine, i crate in cui sono inseriti devono fornire ai PSM il raffreddamento necessario
a dissipare il massimo riscaldamento previsto.
4.1 Power Supply Units
Le PSU sono l’unita base di alimentazione del tracker ; forniscono le basse tensioni
necessarie al funzionamento dell’elettronica di lettura, di controllo e comunicazione (ibridi
di frontend, DCU, optoibridi) e le alte tensioni per la polarizzazione dei rivelatori al silicio.
4.1.1 Basse tensioni
I regolatori di bassa tensione seguono uno schema unipolare (figura ??), fornendo le
tensioni di 1,25 V e 2,50 V programmabili entro ± 5% dei valori nominali; la tensione di
riferimento, comune ai due canali, deve essere sconnessa (floating) da riferimenti di massa
esterni: si richiede che l’isolamento sia migliore di 1 kΩ a 10 MHz.
Le correnti massime previste per i due canali sono 7 A sulla linea da 1,25 V e 12 A
su quella da 2,5 V. Per compensare le cadute di potenziale che queste correnti causano
lungo i cavi di alimentazione, sono previsti sense ad alta impedenza, che riportino ai
regolatori i valori di tensione effettivamente presenti sul carico. I moduli di bassa tensione
devono poter compensare fino a 6 V di caduta sui cavi, mantenendo sui carichi le tensioni
richieste.
Per i regolatori di bassa tensione e richiesto un rumore integrato su una banda di
72
5 MHz minore di 30 mV rms: questa richiesta e ancora da stabilmente sperimentalmente.
Figura 4.2: Schema dei collegamenti tra i regolatori di tensione della PSU ed i cavi dialimentazione e di sense. Tutte le connessioni avvengono tramite rele di potenza, ubicatisul back plane del crate di alimentazione.
4.1.2 Alte tensioni
Ogni PSU ha due regolatori di alta tensione indipendenti; le due linee hanno anch’esse
il riferimento di massa floating, in comune tra loro. Le tensioni sono programmabili da 0 V
a 600 V, con la possibilita di erogare fino a 20 mA. Anche per questi moduli si richiede
un isolamento migliore di 1 kΩ ad una frequenza di 10 MHz.
Date le basse correnti e le alte tensioni, per questi moduli non sono previsti collega-
menti di sense.
Per i regolatori di alta tensione e richiesto un rumore integrato su una banda di 5 MHz
minore di 10 mV rms: anche questa richiesta deve esser stabilita sperimentalmente.
73
4.1.3 Rampe
Come mostrato nel capitolo precedente, variazioni troppo rapide del carico provocano
ai capi dei cavi di alimentazione picchi di tensione, che a seconda delle caratteristiche del
cavo (lunghezza, capacita e induttanza caratteristiche) possono essere tali da danneggiare
l’elettronica alimentata.
Per evitare che questo avvenga, i regolatori delle PSU devono seguire rampe sufficien-
temente lente, sia durante l’accensione (ramp up) che lo spegnimnto (ramp down).
Il controllo delle rampe e demandato al software di controllo della PSU, che si fa carico
di pilotare i regolatori di tensione secondo le indicazioni fornite dal supervisore riguardo
alle tensioni da impostare e alla velocita di variazione da adottare.
Come misura di sicurezza le tensioni utilizzate per pilotare i regolatori di tensione sono
filtrate con un circuito RC con una costante di tempo dell’ordine del millisecondo.
Per i canali di bassa tensione e stato valutato il consumo massimo previsto (12 A sul
canale da 2,50 V) e da questo, estrapolando con una relazione lineare, e stata ottenenuta
una resistenza equivalente di ∼ 0, 2 Ω; basandosi sui risultati delle misure di overshoot
presentate nel capitolo precedente (figura 3.14 e figura 3.15), e stato ipotizzato uno slew
rate massimo di 0, 1 A/µs, e quindi una pendenza massima per le rampe di bassa tensio-
ne di ∼ 0, 02 V/µs. Un’ipotesi di lavoro piu conservativa porta a scegliere un valore di
0, 01 V/µs, anche se il valore definitivo deve ancora essere stabilito, aspettando risultati
dei test con prototipi di alimentatori, cavi ed elettronica.
Per quanto riguarda i canali di alta tensione la situazione e completamente diversa e
sono state definite soltanto delle stime indicative: il software di controllo dovra permettere
di impostare una velocita massima di 100 V/s; per i casi di emergenza e prevista la
possibilita di azzerare le tensioni alla massima velocita consentita dai filtri RC all’ingresso
dei regolatori.
4.1.4 Current Limit
Per ciascuno dei quattro regolatori della PSU e previsto un current limit programma-
bile via software. Per le basse tensioni, il current limit puo essere impostato dalla corrente
massima prevista (7 o 12 A) fino ad un minimo pari ad 1/4 dello stesso valore; per le alte
tensioni si prevede che il current limit possa arrivare dal valore massimo (10 mA) fino ad
1/1000 dello stesso valore (10 µA).
74
Durante il ramp up o ramp down oltre al carico normalmente presente devono anche
essere caricati o scaricati i condensatori di blocco presenti in parallelo al carico stesso; per
questo motivo le correnti possono essere piu alte di quanto previsto a regime. Questo effetto
e particolarmente marcato nei rivelatori al silicio; per evitare che questo generi allarmi
spurii, durante ramp up e ramp down il current limit sui regolatori di alta tensione non
puo essere inferiore a 1 mA.
4.2 Comunicazioni e allarmi
4.2.1 CAN bus
Per le comunicazioni tra il supervisore e i microprocessori delle PSU e stato scelto lo
standard CAN, per le sue caratteristiche di semplicita e flessibilita e per la sua diffusione.
Esso utilizza una linea differenziale, sulla quale viaggiano in modo seriale pacchetti dati
di lunghezza variabile tra 0 e 8 byte, con un’intestazione da 11 (CAN 2.0A [31]) o 29 bit
(CAN 2.0B [32]), protetti da un algoritmo di CRC (Cyclic Redundancy Check) a 15 bit;
il funzionamento di questo algoritmo e esposto brevemente nel capitolo 5.
I dispositivi controllano continuamente lo stato del bus, e possono trasmettere un pac-
chetto dati in qualunque momento il bus sia libero. Se due nodi iniziano la trasmissione
contemporaneamente, si ha una collisione. Una peculiarita del protocollo CAN e il mec-
canismo di arbitrazione non distruttiva: in caso di collisione tra due o piu pacchetti e
sempre garantita la trasmissione di uno di essi.
Per ottenere questo scopo il bus implementa un meccanismo di wired-and, per cui i
livelli elettrici presenti sul bus hanno una duplice funzione: trasmissione dei dati e indi-
cazione della priorita del messaggio stesso. Il valore logico “0” e associato al livello di
priorita dominante, il valore logico “1” al livello di priorita recessivo. Quando due dispo-
sitivi cercano di inviare contemporaneamente due valori diversi (0 e 1) il bus trasmette il
valore associato al livello dominante, cioe 0. Il dispositivo che ha tentato di trasmettere
il valore recessivo (1) rileva la collisione ed interrompe la comunicazione; l’altro prosegue
indisturbato. Un dispositivo che perda l’arbitrazione puo ritrasmettere il messaggio non
appena il bus sia nuovamente libero.
In questo modo, ad ogni pacchetto viene associata in modo naturale una priorita.
L’intestazione di un messaggio dunque ha una duplice funzione: oltre a determinare
il tipo di messaggio ed il nodo, o i nodi, a cui e indirizzato, identifica direttamente la
75
sua priorita: ad un’intestazione con valore numerico piu basso corrisponde una priorita
maggiore, e viceversa.
Ad esempio, due nodi iniziano contemporaneamente la trasmissione di due pacchetti
dati: il nodo A cerca di trasmettere il messaggio 00101001100100. . ., mentre il nodo B
cerca di trasmettere 00110011100111. . .:
durante la comunicazione del primo bit, entrambi i nodi trasmettono lo stesso valore
logico (0); il bus quindi assume questo valore, e ne A ne B rilevano la collisione;
durante la comunicazione del secondo e del terzo bit, si ripete la stessa situazione;
entrambi i nodi continuano la trasmissione;
arrivati alla trasmissione del quarto bit, il nodo A cerca di trasmettere il valore 0,
mentre B il valore 1; di conseguenza, il bus assume il valore dominante (0). Il nodo
B rileva la collisione ed interrompe la trasmissione, che ritentera in seguito; il nodo
A prosegue indisturbato.
Per quanto riguarda l’indirizzamento dei diversi nodi, il protocollo CAN e fondamen-
talmente un protocollo multicasting : un nodo che invii un messaggio comunica contem-
poraneamente con tutti i nodi connessi al bus. Sono i singoli nodi a decidere se ignorare
o meno il messaggio, esaminandone l’intestazione.
In questo modo e possibile indirizzare le PSU singolarmente o raggrupparle logica-
mente e indirizzare questi insiemi, fino a comunicare contemporaneamente con tutto il
gruppo. Questo lascia al supervisore un’ampia flessibilita nel controllo delle PSU, ad esem-
pio permettendo di accenderle o spegnerle sequenzialmente, secondo schemi particolari o
contemporanemente in tutto il gruppo.
Su questo protocollo di basso livello, ne e costruito uno di livello piu alto, usato per
le comunicazioni tra le PSU e il supervisore. In particolare, ciascuna PSU riceve dal
supervisore i comandi relativi a:
per ciascun regolatore di tensione:
– tensione da erogare;
– corrente massima da erogare (current limit);
– controllo dei rele in serie ai regolatori;
– pendenza delle rampe (solo per le alte tensioni);
76
controllo dell’alimentazione a 48 V e del blocco di estrazione.
A loro volta, le PSU inviano al supervisore tutte le informazioni riguardanti lo stato dei
regolatori:
per ciascun canale:
– tensione sul carico (misurata sui sense per le basse tensioni, sui regolatori per
le alte tensioni);
– corrente erogata;
– stato dei rele;
– stato degli allarmi relativi al canale;
stato del blocco di estrazione;
temperatura all’interno della PSU.
In questo modo, il supervisore (e, tramite esso, lo Slow Control) tiene costantemente sotto
controllo lo stato di tutte le PSU dell’array, pur lasciando che siano i microcontrollori delle
PSU stesse a gestire eventuali situazioni di allarme. L’architettura altamente distribuita
adottata per il controllo delle PSU e una conseguenza diretta dell’alto numero di PSU da
gestire (circa 100 per array, come ordine di grandezza) e della banda limitata disponibile
via CAN bus (1 Mbps).
Questo permette una frequenza di monitoraggio dei dati delle PSU intorno a 10 ∼ 20
Hz. Poiche i tempi di reazione richiesti sono inferiori al millisecondo il supervisore non
e in grado di controllare tutti i parametri di funzionamento delle PSU. Non e neanche
possibile lasciare al supervisore il controllo delle PSU in caso di allarmi: la lentezza del
sistema introdurrebbe un ritardo intrinseco inaccettabile. Risulta quindi evidente come
la soluzione adottata, un’architettura distribuita dove ciascuna PSU e in grado di gestire
eventuali situazioni di emergenza, sia la piu adatta alle esigenze da soddisfare.
4.2.2 Allarmi esterni: General Reset
Oltre al bus digitale, tutte le PSU dell’array sono connesse ad una stessa linea chiamata
general reset, attivata dall’esterno da una situazione di allarme estesa ad uno o piu gruppi
di PSU, e che richiede un azzeramento immediato delle tensioni in uscita.
77
Ad un general reset la PSU reagisce azzerando le tensioni in uscita sui canali sia di
alta che di bassa tensione, alla massima velocita possibile, compatibilmente con il vincolo
di non creare dannose oscillazioni, ed aprendo i rele. Possibili sorgenti di allarmi tali da
richiedere uno spegnimento immediato di una parte o dell’intero tracker possono essere:
il venir a mancare della tensione che alimenta l’elettronica di controllo connessa
al bus digitale; in questo caso il sistema deve essere spento in maniera controllata
prima che si esaurisca l’autonomia assicurata dagli UPS.
il venir a mancare della tensione a 48 V, fornita dalle PU per l’alimentazione del
tracker ; pur non potendo evitare una caduta della tensione ai carichi, si devono
evitare ritorni a singhiozzo. La soluzione piu semplice e di spengnere il tracker ed
aspettare finche la situazione non si sia rinormalizzata.
in caso di incidenti al tracker o qualunque altra parte dell’esperimento; ad esempio,
i sensori di temperatura possono individuare un surriscaldamento o un possibile
incendio, oppure puo verificarsi un improvviso aumento del livello delle radiazioni;
in questi casi e necessario spegnere tutti i sistemi per limitare i danni al tracker e
poter intervenire il piu presto possibile.
4.2.3 Allarmi interni: overcurrent e overvoltage
Altri tipi di allarme possono venir generati all’interno delle PSU: in particolare, ciascun
regolatore e dotato di sensori di overcurrent e overvoltage.
In questi casi (trip) la logica di controllo delle PSU provvede autonomamente a spe-
gnere i canali interessati, abbassando le tensioni gradualmente fino a 0 V. Per sicurezza e
previsto che, nel caso di trip su uno dei canali di bassa o alta tensione, entrambi i canali
corrispondenti vengano spenti. Questo per evitare, nel caso della bassa tensione, che gli
APV si ritrovino ad essere alimentati solo in parte; nel caso dei canali ad alta tensione,
per evitare che solo parte dei rivelatori rimangano polarizzati.
4.3 Misure di sicurezza
Per evitare danni al tracker o al personale, sono previste delle misure di sicurezza
tali da rendere impossibile che le PSU possano essere spente, o i PSM estratti dai crate,
mentre i rivelatori sono alimentati.
78
I dispositivi di sicurezza presenti in hardware riguardano:
l’inserimento e l’estrazione dei PSM;
la connessione tra i regolatori e l’alimentazione da 48 V;
la connessione tra i regolatori ed il carico;
le tensioni e le correnti sui regolatori.
Tutti questi dispositivi sono pilotabili solo dal software di controllo delle PSU, ma i primi
tre hanno dei vincoli hardware che in alcune condizioni impediscono di cambiarne lo stato.
Per evitare che i PSM possano essere estratti durante il funzionamento, essi sono dotati
di un blocco di estrazione; lo stato di questo blocco puo essere alterato solamente se tutte
le altre connessioni sono aperte, cioe se i regolatori sono sconnessi sia dall’alimentazione
di potenza che dal carico, e la tensione impostata e nulla.
Il collegamento tra i regolatori e l’alimentazione da 48 V fornita dalle PU avviene
tramite un rele di potenza; questo puo essere aperto o chiuso solamente se il blocco di
estrazione e inserito, e i regolatori sono sconnessi dal carico e impostati a 0 V.
Anche il collegamento tra i regolatori ed i cavi di alimentazione del carico e di sense
avviene tramite dei rele di potenza (figura 4.2); il loro stato puo essere modificato solo se
il blocco di estrazione e inserito e il rele dei 48 V e chiuso, ma le tensioni generate e le
correnti erogate dai regolatori sono nulle.
Per evitare che i regolatori di bassa tensione si trovino in condizioni indeterminate,
i loro rele di potenza possono essere aperti o chiusi solo se i relativi rele di sense sono
chiusi, e viceversa questi possono essere modificati solo se quelli di potenza sono aperti.
Infine, il software di controllo deve fare in modo che la tensione impostata su ciascun
regolatore sia diversa da 0 V solo quando il rele di potenza (e di sense, per le basse
tensioni) e chiuso.
79
80
Capitolo 5
Software di controllo per PSU
Durante la seconda parte del mio lavoro di tesi ho progettato e realizzato il software di
controllo per i prototipi di PSU in via di sviluppo presso la LABEN (figure 5.1 e 5.2). In
fase di avanzato sviluppo, questo software presenta quasi tutte le caratteristiche previste
per la versione finale: le sole procedure non ancora completate sono i controlli dello stato
dell’hardware all’accensione; questo perche non e ancora stato possibile provare il software
su un prototipo completo di PSU.
In particolare, mi sono occupato della programmazione del microcontrollore montato
sulle PSU, il Philips P8xC591 [33]. Appartenente alla famiglia 8051, e un’evoluzione del
microcontrollore Philips P8xC554 [34], con un’architettura a 8 bit e dotato di numerose
periferiche integrate (figura 5.3) che lo rendono particolarmente adatto per il controllo
della PSU e la comunicazione con il supervisore. Vengono, qui di seguito, elencate le
caratteristiche salienti di questo microcontrollore:
4 porte di comunicazione da 8 bit, molti dei quali possono assolvere a piu di una
funzione;
6 linee di interrupt esterni;
un ADC (Analog to Digital Converter, convertitore analogico-digitale) a 10 bit, con
6 ingressi collegati tramite un multiplexer interno;
una porta seriale RS232;
una porta seriale I2C;
un controllore per la comunicazione su CAN bus;
81
Figura 5.1: Fotografia del prototipo di modulo di alimentazione (PSM) costruito dallaLABEN. E visibile la suddivisione in 2 PSU, a loro volta formate da tre moduli ciascuna:+1,25 V, +2,50 V e alte tensioni; sul lato destro sono presenti le connessioni verso ilback panel del crate; sul lato sinistro i LED di stato ed il congegno dedicato al blocco diestrazione.
Figura 5.2: Fotografia del prototipo di crate costruito dalla LABEN. In primo pianoe visibile il PSM, parzialmente estratto. Le connessioni di alimentazione sono sul latoposteriore.
82
3 timer, o contatori, indipendenti;
uno watchdog, con un quarto timer indipendente dagli altri.
MHI001
16-BIT TIMER/EVENTCOUNTER WITH CAPTURE
(T2)
PARALLELI/O PORTS
WATCHDOGTIMER (T3)
TWO 16-BITTIMER/EVENTCOUNTERS
(T0/T1)
16 KBYTESPROGRAMMEMORY
512 BYTES
DATAMEMORY
CPUCORE
OSCILLATORI2C SERIALINTERFACE
CPUINTERFACE
(SFRs)
TXDCSCLSDART2T2P3P2P1P0RST
A0 to A7
VDD
VSS
XTAL2
XTAL1
CMSR0 to 5CMT0 to 1
CT0x/INTxRXDC
UART
RXD TXD
CAN 2.0 BINTERFACE
PWM
PWM0AN0 to 5AVref+ AVSSEA PWM1
ADC
P8xC591
T1T0
80C51 CONFIGURABLE CORE
INT1INT0RD
WRPSEN
ALE
Figura 5.3: Struttura del microcontrollore P8xC591.
Lo sviluppo del software di controllo e dell’hardware del prototipo si sono svolti in paral-
lelo; per questo motivo, non avendo potuto utilizzare il prototipo LABEN, per lo sviluppo
del software ho utilizzato una scheda di sviluppo PHYTECH phyCORE 591: sulla scheda
sono presenti l’elettronica necessaria per il funzionamento del microcontrollore, come il
regolatore di tensione e il generatore di clock, oltre ai componenti per provarne le varie
caratteristiche, comprese una porta seriale RS232 e un’interfaccia CAN, dei componenti
analogici da utilizzare con gli ADC ed alcuni interruttori digitali, utili per simulare allarmi
o cambiamenti di stato nella memoria del microcontrollore.
Il linguaggio che ho utilizzato per scrivere il software di controllo e il C, con delle
estensioni caratteristiche per la famiglia di microcontrollori 8051. In complesso il soft-
ware e formato da 19 moduli, ciascuno dei quali contiene il codice relativo ad un aspetto
del programma. In tabella 5.1 sono elencati i moduli assieme ai relativi file di intesta-
zione (header), e ad una descrizione sommaria delle funzioni svolte. Complessivamente
83
spen
to
POST
ein
izia
lizza
zion
e
loop
pri
ncip
ale
richi
esta
dat
i al
cont
rollo
re
cont
rollo
CR
C
cont
rollo
DA
C
lettu
ra e
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izza
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ti
gest
ore
dico
mun
icazio
ni v
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AN
bus
gest
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e
gest
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alla
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a
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times
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V
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ram
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V
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DA
C o
k
DA
C f
ailu
re
ese
cuzi
on
ec
on
tro
lli
PO
ST
ok
gest
ione
times
tam
p
acc
en
sio
ne
Figura 5.4: Schema corrispondente ai vari stati del programma di controllo della PSU
84
il sorgente ammonta a oltre 3000 linee di codice, documentate da piu di 1200 linee di
commenti.
Il microprocessore deve assolvere a vari compiti; alcuni di questi vengono assolti re-
golarmente, altri solo in risposta ad eventi particolari. I primi sono l’inizializzazione della
PSU all’accensione, la verifica di consistenza dei dati in memoria e il monitoraggio delle
tensioni, delle correnti e delle linee di allarme. Al secondo gruppo appartengono la gestione
delle rampe, la comunicazione con il supervisore e l’esecuzione dei comandi ricevuti.
5.1 Gestione degli interrupt
L’architettura software piu efficiente per gestire queste situazioni consiste in un ciclo
principale che esegua i compiti “regolari” e in un meccanismo con cui il sistema esterno
possa notificare quando debbano essere gestite situazioni “eccezionali”.
Questo si implementa nel software con delle richieste di interruzione (interrupt request,
o piu semplicemente interrupt): nel momento in cui riceve un interrupt il microprocessore
sospende la normale esecuzione del programma e passa ad eseguire la procedura designata
a gestirlo; conclusasi questa, il programma riprende dal punto in cui era stato interrotto.
Il P8xC591 gestisce 15 diverse sorgenti di interrupt, e permette di assegnare a ciascuna
di esse un livello di priorita da 0, la piu bassa, a 3, la piu alta. In questo modo e possibile
specificare come le procedure di gestione degli interrupt possano interrompersi tra di loro.
Quando riceve una richiesta di interruzione, il microcontrollore serve l’interrupt appena
ricevuto solo se non ne sta gia servendo uno con priorita uguale o superiore. Ad esempio,
la normale esecuzione del programma puo essere interrotta da qualunque richiesta, mentre
un interrupt con priorita 3 non puo essere interrotto da nessun altro.
Gli interrupt che non vengono serviti immediatamente vengono “messi in attesa” e
gestiti quando non ce ne siano in attesa altri con priorita piu alta.
Questo meccanismo permette di assegnare alle diverse parti del programma di controllo
una struttura gerarchica, basata sull’importanza delle funzioni che svolgono e sul tempo
che impiegano per portarle a termine. Partendo dal livello piu basso, abbiamo il normale
flusso di esecuzione:
inizializzazione;
ciclo principale:
85
Modulo sorgente File di intestazio-ne
Descrizione sommaria delle funzionalita im-plementate
reg591ex.h Definizione delle macro per l’accesso airegistri hardware del microcontrllore
adc.h Definizione delle macro per la configurazio-ne degli ADC e il campionamento dei valorianalogici
main.c Inizializzazione e ciclo principaledebug.c debug.h Procedure utilizzate per la comunicazione via
RS232 durante lo sviluppo del softwarestatus.c status.h Variabili globali che descrivono lo stato del
sistema (rampe, allarmi, etc.)psu.c psu.h Procedure per l’inizializzazione, l’accensione
e lo spegnimento della PSUhardware.c hardware.h Definizione delle strutture dati corrisponden-
ti alle periferiche presenti sulla PSU (ADC,DAC, rele), e dei loro indirizzi
ramps.c ramps.h Procedure per l’implementazione delle rampedi tensione
shutdown.c shutdown.h Procedure per l’azzeramento rapido delletensioni erogate dalla PSU
relays.c relays.h Procedure per il controllo dei rele di potenzasample.c sample.h Procedure per il campionamento dei parame-
tri di sistemabuffer.c buffer.h Implementazione di un buffer a pagine al-
ternate per il monitoraggio continuo deiparametri di sistema
lore.c lore.h Implementazione di una pagina di memo-ria per la conservazione dei parametri di si-stema, la cui integrita viene costantementecontrollata tramite un algoritmo di CRC
crc.c crc.h Implementazione di un algoritmo di CRC, dilunghezza variabile, e delle relative look-uptables
alarms.c alarms.h Gestione degli allarmiinterrupt.c interrupt.h Gestione degli interrupt di sistema, CAN bus
esclusowatchdog.c watchdog.h Procedure per l’inizializzazione ed il riazze-
ramento continuo dello watchdogcan\lowlevel.c can\lowlevel.h Protocollo di comunicazione di basso livello
su CAN buscan\highlevel.c can\highlevel.h Protocollo di comunicazione di alto livello su
CAN bus
86
can\rxfifo.c can\rxfifo.h Gestione con una FIFO dei messaggi ricevutivia CAN bus
can\canint.c can\canint.h Gestione degli interrupt relativi al controllo-re CAN integrato
Tabella 5.1: Elenco dei moduli che compongono il software di controllo della PSU,corredato di una breve descrizione delle funzionalita introdotte in ciascuno di essi.
– controlli di consistenza della memoria,
– monitoraggio delle tensioni, correnti e linee di allarme,
– esecuzione dei comandi ricevuti.
Questo a sua volta puo essere interrotto dai seguenti eventi:
interrupt con priorita 0 - gestione delle comunicazioni su CAN bus:
– ricezione dei comandi dal supervisore;
interrupt con priorita 1 - gestione dei timer:
– esecuzione delle rampe,
interrupt con priorita 2 - gestione degli allarmi di canale:
– overcurrent,
– overvoltage;
interrupt con priorita 3 - gestione degli allarmi di sistema:
– general reset.
5.2 Gestione della memoria
Come tutti i microcontrollori della famiglia 8051, il P8xC591 utilizza per la memoria
un’architettura di tipo Harvard [35], contrapposta all’architettura Von Neumann [35]
utilizzata nella maggior parte dei moderni computer - ad esempio nei microprocessori
della famiglia 8086; mentre questi ultimi prevedono un’unica area di memoria, nell’8051
ne esistono 4, con indirizzamenti indipendenti. In particolare: la memoria interna (RAM),
87
la memoria estesa (auxiliary RAM), il codice del programma (program memory), e i
registri speciali (Special Function Registers, SFR), che permettono di gestire le periferiche
integrate. L’organizzazione di queste diverse aree di memoria e mostrata in figura 5.5.
handbook, full pagewidth
MHI005
INDIRECT ONLY
DIRECT ANDINDIRECT
AUXILIARYRAM
(EXTRAM = 0)
SFRs
255
127
0
EXTERNAL
(EA = 0)
INTERNAL
(EA = 1)
MAIN RAM
INTERNAL DATA MEMORY EXTERNALDATA MEMORY
PROGRAM MEMORY
EXTERNAL
64K64K
16384
16383
0
OVERLAPPED SPACE
256
Figura 5.5: Organizzazione della memoria nel microcontrollore P8xC591.
La RAM e indirizzabile con un registro ad 8 bit, quindi ha una dimensione massima
di 256 byte, ed e interna al chip; la memoria estesa ed il codice del programma sono
gestite da registri da 16 bit ed hanno una dimensione massima di 64 KB (65536 byte);
il chip contiene 256 byte di RAM estesa e (opzionalmente) 4 KB di ROM, ma permette
di espandere entrambe fino a 64 KB aggiungendo dei moduli esterni. Gli SFR occupano
virtualmente 128 byte di RAM interna, pur essendo realmente distinti da quest’ultima - il
microprocessore distingue l’accesso alla RAM o agli SFR a seconda del metodo utilizzato;
inoltre, 16 byte di RAM e 16 SFR sono indirizzabili a livello dei singoli bit.
L’accesso alla memoria interna e nettamente piu veloce dell’accesso alla RAM estesa;
per questo motivo, la prima viene usata per i registri del microprocessore, per lo stack, e
per le variabili locali, mentre le strutture dati che richiedono grandi quantita di memoria,
come look-up table e array, sono conservate in memoria estesa.
A seconda della versione dell’integrato utilizzata, la memoria per il codice puo essere
di tre tipi: il P80C591 non e dotato di alcuna memoria ROM integrata; per memorizzare il
codice da eseguire si appoggia completamente a moduli esterni; il P83C591 e il P87C591
88
hanno 4 KB di memoria interna - per il primo si tratta di ROM, programmabile una sola
volta, per il secondo di Flash RAM, che puo essere riprogrammata ripetutamente.
Il programma puo risiedere nella ROM interna, quando questa e presente, essere suddi-
viso tra la memoria interna ed esterna, o risiedere completamente su un modulo di memoria
esterna. Quest’ultima soluzione e quella utilizzata per lo sviluppo di questo software di
controllo, in quanto permette aggiornamenti e modifiche con estrema semplicita.
5.3 Connessioni con l’hardware
L’8051 e i suoi derivati, in realta, non sfruttano completamente le potenzialita dell’ar-
chitettura Harvard : la memoria estesa e il codice del programma, benche internamente al
microprocessore siano indirizzati in maniera indipendente, sono in realta connessi da un
unico bus, sul quale sono multiplexati dati ed indirizzi per l’accesso alla memoria RAM
e al codice in ROM (o Flash RAM). Inoltre molte delle comunicazioni tra il microcon-
trollore e la PSU viaggiano su questo bus. Ad esempio, i regolatori che controllano le
tensioni impostate sui vari canali ed i comparatori per il controllo dei current limit sono
programmati tramite dei convertitori digitale-analogico (Digital to Analog Converter, o
DAC) a 8 bit. Questi, insieme a tutte le altre linee di controllo digitali, sono connessi al
microprocessore tramite un multiplexer che sfrutta lo stesso tipo di interfaccia usato dai
banchi di memoria esterni. Questo permette al microprocessore di “vedere” tutti i DAC
e i segnali esterni come se fossero mappati in un’area di memoria estesa; in particolare, le
PSU sono equipaggiate con 8 KB di memoria estesa (indirizzi 0x0000..0x1FFF), lascian-
do gli indirizzi rimanenti (0x2000..0xFFFF) per l’accesso ai dispositivi hardware, come
mostrato in tabella 5.2.
Per ciascun regolatore di tensione sono previsti due DAC: uno per la tensione di
riferimento, uno per il limite di corrente; le connessioni digitali presenti oltre ai DAC
comprendono le linee di controllo dei rele e le linee di allarme dei quattro regolatori.
Oltre alle connessioni descritte tramite bus, il microcontrollore e collegato a varie linee
analogiche, per tenere sotto controllo tutti gli aspetti della PSU e del carico, e ad alcune
linee digitali, per permettere la segnalazione immediata di situazioni di allarme.
Due di queste linee, una per il general reset e una per segnalare il verificarsi di un
allarme su qualunque canale, sono connesse agli ingressi di External Interrupt 0 e 1,
89
Parametro Indirizzo Lettura ScritturaRegistro di interrupt 0x2000
Registro di controllo 0x4000
Programmazione del multiplexer esterno 0x4000
Range dei regolatori di alta tensione 0x6000
DAC (10 bit) per la programmazione dei regolatori di tensione e dei current limitcurrent limit sul canale da da 1,25 V 0x8000
tensione impostata sul canale da 1,25 V 0x8001
current limit sul canale di alta tensione #1 0x8002
current limit sul canale di alta tensione #2 0x8003
current limit sul canale da 2,50 V 0x8004
tensione impostata sul canale da 2,50 V 0x8005
tensione impostata sul canale di alta tensione #1 0x8006
tensione impostata sul canale di alta tensione #2 0x8007
Controllo dei rele 0xA000
Indirizzo CAN (16 bit)8 bit meno significativi 0xC000
8 bit piu significativi 0xE000
Tabella 5.2: Organizzazione in memoria dei registri di controllo e dei DAC accessibili almicrocontrollore.
in modo da generare automaticamente nel microprocessore le appropriate richieste di
interruzione, a cui sono assegnate le due priorita piu alte.
Tutte le linee analogiche sono connesse con l’ADC interno del P8xC591 tramite due
livelli di multiplexing : un primo multiplexer esterno collega i parametri monitorati, elencati
in tabella 5.3, agli ingressi analogici del chip, sei alla volta; il multiplexer interno quindi
collega all’ADC la linea prescelta.
Per quanto riguarda la comunicazione con il supervisore, il P8xC591 e dotato di un
controllore CAN conforme alle specifiche PeliCAN 2.0 B [32]; per interfacciarsi al CAN
bus e sufficiente un ricetrasmettitore CAN, che fornisca l’interfaccia hardware e la potenza
necessaria a pilotare il bus.
5.4 Inizializzazione
All’accensione il microcontrollore esegue vari controlli, per determinare lo stato dellaPSU:
Controllo delle alimentazioni (UPS e 48V);
90
Parametro monitorato MUX esterno MUX internoCanale di bassa tensione da 1,25 Vtensione sui sense 0 0tensione generata 0 4tensione impostata 1 2corrente erogata 0 1current limit impostato 0 2Canale di bassa tensione da 2,50 Vtensione sui sense 1 0tensione generata 1 4tensione impostata 1 3corrente erogata 1 1current limit impostato 0 3Primo canale di alta tensionetensione generata 2 0tensione impostata 2 3corrente erogata 2 1misura piu sensibile della stessa 2 4current limit impostato 2 2Secondo canale di alta tensionetensione generata 3 0tensione impostata 3 3corrente erogata 3 1misura piu sensibile della stessa 3 4current limit impostato 3 2Sensori di temperatura sulla PSUprimo sensore di temperatura 0 5secondo sensore di temperatura 0 5
Tabella 5.3: Parametri analogici monitorati dal microcontrollore. Sono indicate le lineecorrispondenti sui multiplexer (MUX) esterno ed interno.
Controllo dello stato dei rele e del sistema di bloccaggio;
Lettura dai DAC, e riduzione delle tensioni generate a 0 V (se necessario);
Inizializzazione delle aree di memoria interne;
Inizializzazione del gestore degli interrupt
Configurazione dell’interfaccia RS232;
Configurazione del controller CAN bus;
91
handbook, full pagewidth
MHI010
PeliCAN Core BlockMESSAGE BUFFER
ERRORMANAGEMENT
LOGIC
TRANSMITBUFFER
control
address/data
RECEIVEFIFO
ACCEPTANCEFILTER
BITTIMINGLOGIC
TRANSMITMANAGEMENT
LOGIC
INTERFACEMANAGEMENT
LOGIC
TX
RX
BITSTREAM
PROCESSOR
TXDC
RXDC
Tabella 5.4: Struttura del controllore PeliCAN del P8xC591.
Inizializzazione delle comunicazioni con il supervisore;
Inizializzazione dei timer delle rampe;
Inizializzazione dello watchdog ;
Esecuzione del ciclo principale.
In caso di spegnimento anomalo, causato ad esempio da un’improvvisa interruzione
dell’alimentazione, la PSU puo rimanere in uno stato anormale - ad esempio, i regolatori
possono essere programmati per fornire all’accensione delle tensioni non nulle. Per questo,
le prime cose ad essere controllate sono le alimentazioni, lo stato dei rele e del blocco di
estrazione e le tensioni generate dai regolatori: in caso siano in atto situazioni di allarme
generale, dovute a problemi alle linee di alimentazione, vengono eseguite le normali pro-
cedure di emergenza; se le alimentazioni funzionano correttamente, le tensioni fornite, in
caso non siano nulle, vengono gradualmente portate a zero, partendo dai valori impostati
sui DAC; una volta assicurato l’azzeramento delle tensioni, vengono aperti i rele.
Dopo questi controlli, il software provvede ad inizializzare la memoria, allocando quella
necessaria per memorizzare le misure, per le look-up tables per l’algoritmo di CRC, ed un
particolare buffer per la memorizzazione dei parametri di funzionamento della PSU.
A questo punto vengono inizializzati il gestore degli interrupt e la loro priorita, pur
mantenendo disabilitate le singole procedure di gestione; queste verranno abilitate in
seguito dalla configurazione delle rispettive periferiche.
92
Quindi, la procedura di inizializzazione passa alla configurazione dei sistemi di comu-
nicazione e di controllo. Il controllore CAN viene configurato sui parametri definiti per la
comunicazione ed inizializzato con l’indirizzo letto dal crate, che ne identifica la posizione;
vengono abilitati gli interrupt associati alle comunicazioni su CAN bus. A questo punto
la PSU e in grado di ricevere ordini dal supervisore.
Infine, la procedura di inizializzazione reimposta i timer usati dalle rampe, ed abilita
lo watchdog. Da questo momento in poi, se lo watchdog non viene riazzerato ogni 10 ms
il microcontrollore si riavvia automaticamante. Questo permette di evitare che, a causa
di errori nel software o di condizioni impreviste, il programma possa rimanere bloccato
per troppo tempo. Completata l’inizializzazione, il controllo passa all’esecuzione del ciclo
principale.
5.5 Ciclo principale
Le azioni che il programma esegue continuamente sono il controllo della memoria
interna, per assicurarsi che non sia stata modificata da disturbi di vario tipo, la lettura
di tutti i paramentri del sistema, digitali e analogici, l’esecuzione di eventuali comandi
ricevuti e il riazzeramento del watchdog.
5.5.1 Controllo della memoria
Per assicurarsi che interferenze o altri tipi di disturbi (picchi di tensione, brevi scariche,
etc.) non abbiano modificato i parametri memorizzati nel sistema, quali i valori impostati
sui DAC, i parametri delle rampe e lo stato dei rele e del blocco di estrazione, l’area di
memoria dove sono immagazzinati questi valori viene continuamente sottoposta ad un
controllo di CRC (Cyclic Redundancy Check [36]): si tratta di un algoritmo che crea un
codice di controllo, o signature, per un blocco di dati. Ricalcolando successivamente il
codice di controllo in base ai dati memorizzati, se ne puo controllare l’integrita.
Ogni algoritmo CRC e caratterizzato da un numero binario, detto “polinomio gene-
ratore”; la bonta dell’algoritmo dipende dal numero di bit e dalle proprieta di questo
numero [37]. Il numero di bit, o lunghezza, comunemente utilizzato e 8, 16 o 32; un’ecce-
zione e l’algoritmo usato dai controllori CAN, che usa un polinomio generatore lungo 15
bit.
Il codice di controllo viene generato leggendo il blocco di dati come un enorme numero
93
binario, e dividendolo per il polinomio generatore tralasciando i riporti. Il risultato della
divisione non e importante - il codice di controllo CRC e semplicemente il resto della
divisione.
Per “divisione senza riporto” si intende una divisione in cui ad ogni passaggio invece
della normale sottrazione si utilizza una sottrazione senza riporto. Per i numeri binari
quest’ultima operazione corrisponde ad un or esclusivo, o xor. Quindi, le sole modifiche
che il controllo di CRC non e in grado di individuare sono i multipli (di nuovo, senza
riporto) del polinomio generatore. Una sua scelta oculata [37] permette di individuare
tutti i disturbi piu comuni:
l’alterazione di un bit;
l’alterazione di due bit adiacenti;
l’alterazione di un qualunque numero dispari di bit;
l’alterazione di una serie di bit di lunghezza non superiore a quella del polinomio
caratterisitico.
Il programma di controllo delle PSU ha la possibilta di usare un CRC da 16 bit
(standard X25) o da 32 bit (standard Ethernet): il secondo e sicuramente piu sicuro, ma
potrebbe rivelarsi troppo lento.
Nel caso che il controllo di CRC rilevi una alterazione dei dati, si presentano due
possibilita: la versione attuale del software di controllo reagisce azzerando rapidamente
le tensioni in uscita e rinizializzando il microcontrollore, per evitare di programmare i
DAC con valori di cui ignora la validita; un’alternativa, che probabilmente verra imple-
mentata nella versione definitiva, e quella di scaricare nuovamente i dati di configurazione
dal supervisore e aggiornare i parametri memorizzati ed il codice di controllo, prima di
proseguire con la normale esecuzione.
5.5.2 Controllo dello stato dei dispositivi
Lo stesso tipo di disturbi responsabile della possibile alterazione della RAM potrebbe
modificare i valori impostati sui DAC o lo stato dei rele, e quindi direttamente le tensioni
generate o i current limit. Quindi, tra i parametri che vengono costantemente monitorati,
ci sono anche i valori delle tensioni misurati direttamente all’uscita dei DAC e lo stato
dei rele.
94
In caso in cui le discrepanze tra i valori impostati e quelli misurati risultino mag-
giori della sensibilita del DAC e dell’ADC, il microcontrollore deve gestire una possibile
situazione di allarme: per prima cosa prova a riprogrammare il DAC in questione; se
il problema persiste, o ci sono discrepanze nello stato dei rele, il sistema viene spento,
portando rapidamente a 0 le tensioni in uscita ed aprendo i rele.
5.5.3 Lettura dei parametri di sistema
Assicuratosi dell’assenza di problemi nelle impostazioni, il programma di controllo
passa a leggere tutti i valori, digitali e analogici, che descrivono lo stato della PSU:
le tensioni misurate sul carico di ciascun regolatore;
le tensioni ai capi dei regolatori di bassa tensione;
le correnti erogate;
i limiti di corrente impostati;
lo stato dei rele di alimentazione e, per i canali di bassa tensione, dei rele di sense;
lo stato del blocco di estrazione;
lo stato degli allarmi di canale e di sistema.
Tutti questi dati vengono memorizzati in un pagina di memoria. Per assicurare la presenza
costante di un set di misure recenti complete, il software prevede la presenza di almeno due
pagine per la memorizzazione dei dati, usate alternativamente (double buffering). In questo
modo, quando il microcontrollore riceve una richiesta di informazioni dal supervisore, puo
effettuare la trasmissione immediatamente, inviando l’ultimo insieme completo di dati.
Nella prossima versione del software, sara possibile in caso di allarmi mantenere in
memoria piu pagine di dati, a partire dall’ultima valida prima del verificarsi dell’allarme
fino alla sua risoluzione - purche il sistema disponga di abbastanza memoria. Dopo aver
risolto l’allarme, il software dovra avvertire il supervisore dell’avvenuto, rendendo disponi-
bili le misure effettuate per facilitare l’individuazione delle cause dei problemi riscontrati
e verificare l’efficienza delle azioni intraprese.
95
5.5.4 Reset del watchdog
Un problema che puo presentarsi a causa dell’interazione a basso livello tra il software
di controllo, il bus di comunicazione e gli allarmi hardware della PSU e il verificarsi
di situazioni inaspettate, che il programma non e in grado di gestire, che ne provochino
l’arresto. Molti dei problemi legati al software possono essere evitati con un’attenta analisi
del flusso del programma e della scelta dei livelli di priorita degli interrupt, ma un blocco
del sistema puo essere causato anche dal rumore elettrico o da interferenze radio [33]. Una
misura di sicurezza adatta a risolvere queste situazioni e l’adozione di uno watchdog, un
dispositivo predisposto a riavviare il microcontrollore se questo rimane bloccato per un
certo intervallo di tempo prefissato.
L’8xC591 e dotato di uno watchdog integrato, associato ad un contatore a 8 bit; questo
e incrementato da un divisore a 11 bit ( 12048
, quindi) che si autoincrementa ad ogni ciclo
di clock; se il contatore supera il valore impostato (da 1 a 255) il microcontrollore viene
riavviato: ad esempio, con una frequenza di clock da 2 MHz, l’intervallo di tempo prima
che lo watchdog riavvii il microcontrollore puo essere programmato da 1 msa 255 ms.
Nella prima versione dell’applicazione di controllo lo watchdog e configurato per riav-
viare il microcontrollore dopo 100 ms; dopo aver misurato i tempi di reazione ai vari eventi
e i ritardi associati alle procedure di comunicazione, questo valore dovrebbe essere ridotto
fino a ∼ 10 ms.
Essendo un’operazione estremamente rapida, il contatore dello watchdog puo venir
riazzerato dopo ciascuna azione intrapresa dal ciclo di controllo; l’unica altra parte del
programma che puo occupare il sistema per piu di qualche millisecondo e la comunicazione
su CAN bus, qualora il bus sia congestionato o i dati da trasmettere siano molti. Per
evitare che il microcontrollore si riavvii automaticamente durante le comunicazioni, lo
watchdog viene reimpostato anche dopo l’invio e la ricezione di ciascun pacchetto di dati.
5.6 Comunicazioni su CAN bus
Nelle comunicazioni su CAN bus, la priorita e il destinatario di un messaggio sono
codificati nella sua intestazione. Per evitare che il microprocessore debba esaminare tutti
i messaggi trasmessi sul bus, il controllore CAN del P8xC591 dispone di quattro filtri
programmabili: ciascun filtro puo richiedere per ogni bit dell’intestazione un valore spe-
cifico (0 o 1) o ignorarlo, accettando entrambi i valori. Solamente i messaggi che vengono
96
accettati da almeno un filtro vengono letti e memorizzati. Quindi il microprocessore viene
informato da un interrupt della presenza di messaggi da esaminare.
La trasmissione funziona in modo simile: il microprocessore puo richiedere l’invio di un
messaggio sul CAN bus; il controllore ne inizia la trasmissione appena possibile, ritrasmet-
tendolo automaticamente in caso di errori o collisioni con altri messaggi, ed informa con
un interrupt il microprocessore del risultato dell’operazione. Nel caso che la trasmissione
sia fallita per un errore permanente, il microprocessore puo richiedere la reinizializzazione
del controllore e la ritrasmissione del messaggio.
5.6.1 Protocollo di comunicazione
Sul protocollo CAN di basso livello deve venir implementato un protocollo di livello
piu alto, che permetta la trasmissione sincrona o asincrona di diversi tipi di messaggi,
indirizzati a singoli nodi o a gruppi di PSU, con le priorita piu opportune. Un esempio e
il protocollo CANopen [38], sviluppato dal consorzio CAN in Automation.
Per lo sviluppo dei prototipi e stato sviluppato in LABEN un protocollo di alto livel-
lo per la trasmissione di messaggi arbitrari facilmente estendibile; basandosi su questo,
abbiamo concordato un insieme di messaggi che il supervisore e le PSU si possono scambia-
re, per fornire le funzionalita di base necessarie al funzionamento del sistema. I messaggi
attualmente implementati permettono:
la possibilita di indirizzare le singole PSU o di raggrupparle in insiemi;
la capacita di trasmettere i messaggi tra supervisore e microcontrollore codificati in
unita binarie, corrispondenti ai valori da scrivere sui DAC o letti dagli ADC.
Tramite un insieme di messaggi che il supervisore puo inviare alle PSU, si possono gestire:
- l’impostazione della tensione dei regolatori;
- l’impostazione dei loro current limit ;
- l’impostazione della pendenza delle rampe;
- il controllo dei rele dei singoli canali;
- il controllo dello stato del blocco di estrazione;
- l’interrogazione sullo stato della PSU.
97
Viceversa i messaggi che il microcontrollore puo inviare al supervisore prevedono:
- l’invio, se interrogata dal supervisore, dello stato attuale della PSU;
Per la versione finale del software di controllo delle PSU e del supervisore, verranno
presi in considerazione alcuni requisiti aggiuntivi che questo protocollo dovra avere.
Per i messaggi che il supervisore puo inviare ai microcontrollori:
– richiesta di accensione e spengimento del sottosistema di potenza della PSU;
– messaggio di sincronizzazione;
– interrogazione sullo stato della PSU durante l’ultimo allarme.
Per i messaggi che il microcontrollore puo inviare al supervisore:
– notifica dell’inserimento della PSU nel crate;
– notifica della ricezione di un allarme;
– notifica di problemi nella verifica CRC della memoria;
– se interrogata dal supervisore, descrizione delle azioni prese e dello stato della
PSU durante l’ultimo allarme.
Inoltre, dato l’alto numero di PSU connesse al bus di array (fino ad un massimo teorico di
127, in pratica dell’ordine di 80 ∼ 100), lasciare che ognuna trasmetta autonomamente i
dati letti porterebbe rapidamente ad una saturazione del bus, con alcune PSU impossibi-
litate a comunicare tanto frequentemente quanto le altre. Per evitare che questo avvenga,
sia il protocollo in uso, sia quello in fase di sviluppo prevedono che sia il supervisore ad
interrogare le PSU, e che queste normalmente trasmettano solo i dati richiesti dal super-
visore. Le uniche eccezioni sono: il caso di inserimento della PSU nel crate, per avvertire
il supervisore della presenza di una nuova PSU; il caso di problemi di CRC, in cui la PSU
richiede la ritrasmissione delle sue impostazioni; il caso di allarmi di canale, nel qual caso
la PSU deve avvertire istantaneamente il supervisore, che puo richiedere una descrizione
del problema riscontrato, delle azioni intraprese e dei risultati ottenuti.
98
5.7 Rampe
Le normali procedure di modifica delle tensioni generate dalla PSU richiedono di
seguire delle rampe controllate.
La gestione delle rampe basata su due timer dedicati, uno per i canali di bassa tensione,
uno per le alte tensioni, permette di aggiornare i valori dei DAC, e quindi le tensioni fornite
dai regolatori, ad una frequenza massima di 10 kHz, cioe ogni 100 µs.
In uscita e presente un filtro passa basso con costante di tempo di 5 ms, che permette,
in caso di problemi nei DAC o nel software, di garantire un limite massimo alla velocita
di variazione delle tensioni fornite dai regolatori. Questo fatto tuttavia pone problemi
durante la normale gestione delle rampe, tendendo a far seguire alla tensione in uscita
un andamento simile alla sovrapposizione di profili di carica/scarica di un circuito RC;
a questo in alcuni casi si puo ovviare pilotando opportunamente i DAC, sfruttando la
possibila di approssimare per tempi piccoli rispetto alla costante di tempo l’andamento
esponenziale del profilo di carica/scarica con uno lineare. Il valore con cui viene program-
mato il DAC, tale da generare una rampa quasi lineare con la pendenza voluta, e ottenuto
da:
VDAC = Vramp + τS (5.1)
dove Vramp e il valore che la rampa deve assumere, S e la pendenza della rampa (con segno),
τ e la costante di tempo del filtro RC (5 ms) e VDAC e il valore da programmare sul DAC;
quando la tensione sul regolatore raggiunge il valore voluto, il DAC viene impostato a
questo valore di regime. In figura 5.6.a e mostrato il risultato di una semplice simulazione
numerica di questo metodo, dove il regolatore ha il solo limite inferiore di 0 V.
Il problema di questo metodo e il range del DAC: quando il valore cercato e troppo
vicino al fondo scala o a zero, non e possibile programmare il DAC in modo da ottenere
una rampa lineare; in questi casi la tensione in uscita dai regolatori e costretta a seguire
un andamento esponenziale, con una velocita di variazione inferiore alla pendenza voluta:
i due casi possibili sono mostrati nelle figure 5.6.b e 5.6.c.
Durante la modifica dei valori delle tensioni possono verificarsi degli allarmi “spuri”,
dovuti alla reazione istantanea del sistema (sia della PSU che del carico) alla variazione di
tensione; ad esempio, la parte digitale degli APV puo accendersi o spegnersi improvvisa-
mente al superamento di una certa soglia, ed i condensatori di blocco montati sui moduli
di rivelazione possono assorbire un corrente particolarmente alta mentre si caricano: per
99
Andamento della tensione ai capi del DAC e del filtro RC
0
5
10
15
20
25
30
0 15 30 45 60 75
ms
V
valori sul DAC
filtro RC
(a)Andamento della tensione ai capi del DAC e del filtro RC
0
5
10
15
20
25
30
0 15 30 45 60 75
ms
V
valori sul DAC
filtro RC
(b)Andamento della tensione ai capi del DAC e del filtro RC
0
5
10
15
20
25
30
0 15 30 45 60 75
ms
V
valori sul DAC
filtro RC
(c)
Figura 5.6: Andamento delle rampe all’uscita dei DAC e dei regolatori di tensione: (a)caso ottimale; (b, c) casi non ottimali dovuti al raggiungimento del limite superiore (b)ed inferiore (c) del range del DAC.
100
questo, durante le rampe, i livelli di current limit non possono essere inferiori ad un valore
minimo, stabilito di norma ad 1/4 del fondo scala.
5.8 Spegnimento rapido
In caso di problemi al sistema il programma di controllo prevede lo spegnimento rapido
dei canali interessati. Questo viene effettuato impostando a 0 i DAC relativi, e lascian-
do che sia l’hardware ad azzerare le tensioni alla massima velocita possibile. Quindi il
controllo viene restituito al ciclo principale.
5.9 Allarmi
Il programma di controllo delle PSU gestisce due tipi di allarmi: il general reset,
generato a livello di crate, e gli allarmi interni, generati dai comparatori sui singoli
regolatori.
Benche il microcontrollore abbia a disposizione sei linee di interrupt esterne, solo due
di queste sono utilizzate: una per l’allarme generale, una per gli allarmi di canale. La
prima e collegata direttamente alla linea di general reset esterna che arriva alla PSU;
alla seconda arriva un OR logico (un AND in realta, dato che le linee di interrupt sono
in logica negata: un interrupt e presente se la relativa linea si trova a 0) dei segnali di
overcurrent e overvoltage provenienti dai quattro canali; in questo caso la causa (o le
cause) di allarme viene determinata dalla lettura dei registri corrispondenti.
Il microprocessore, in caso di allarme generale, provvede ad azzerare le tensioni gene-
rate e ad aprire i rele; se inoltre l’allarme e stato generato dagli UPS, il microcontrollore
dovra predisporre la PSU per lo spegnimento, aprendo il blocco di estrazione. Altrimenti,
il programma torna al punto in cui era stato interrotto. Questo comportamento in rea-
zione agli allarmi generati dagli UPS non e tuttora implementato, non essendo ancora
definito se e come gli UPS possano comunicare con le PSU o il supervisore.
Per evitare che allarmi spuri siano generati da interferenze sulle linee, la reazione
agli allarmi generati dai regolatori della PSU non e istantanea, ma vincolata alla verifica
delle condizioni che hanno fatto scattare l’allarme. Queste verifiche seguono uno schema
molto semplice: la sezione di PSU (alta o bassa tensione) che ha generato l’allarme viene
controllata fino a cinque volte in successione; se entro questo termine non si riscontra
nessuna causa dell’allarme, questo viene ignorato. Se invece si ottiene una conferma, o
101
se dopo i cinque controlli la linea di allarme e ancora attiva, si procede allo spegnimento
della sezione interessata, azzerando le tensioni ed aprendo i rele. Un overcurrent risulta
confermato se la corrente misurata sul canale supera il valore del limite impostato o se la
tensione e al di sotto di quella richiesta (undervoltage). Un overvoltage e confermato se
la tensione misurata risulta maggiore di quella impostata. Questi confronti confermano
l’allarme solo se le discrepanze misurate sono superiori alle rispettive soglie, configurabili
indipendentemente; queste devono essere calibrate in base alle caratteristiche elettriche
(precisione dell’ADC e dei DAC, rumore elettrico) del prototipo di PSU.
E ancora in fase di progettazione l’interazione tra microcontrollore e supervisore du-
rante e dopo una situazione di allarme. Sia in caso che l’allarme venga confermato e porti
allo spegnimento dei canali, sia che si risolva autonomamente, tutti i dati relativi allo
stato della PSU immediatamente prima del verificarsi dell’allarme, durante i controlli, e
successivamente alla risoluzione del problema vengono memorizzati in altrettante pagine
di memoria; il supervisore viene quindi avvisato dell’avvenuto allarme e della presenza dei
dati memorizzati, e puo decidere se richiederne la trasmissione o ignorare l’avvertimento.
5.10 Conclusioni
Grazie alle misure di sicurezza implementate, il programma di controllo delle PSU
svolge un ruolo fondamentale all’interno del sistema di alimentazione del tracker di CMS.
Infatti e a questo livello che vengono presi i primi provvedimenti in caso di allarmi o
situazioni anomale; inoltre il software deve essere adatto ad un ambiente in cui le misure
di sicurezza sono importanti almeno quanto le prestazioni. Questo, e la possibile presenza
di numerosi disturbi dovuti all’ambiente in cui operano le PSU, richiede la presenza di
vari livelli di sicurezza, sia nell’hardware che nel software, e la ricerca di compromessi tra
la rapidita di intervento e il riconoscimento di allarmi spuri o superflui. Per migliorare
soprattutto questi ultimi saranno necessari dei test in laboratorio, una volta integrato il
software di controllo con i prototipi di alimentatori tutt’ora in fase di sviluppo presso la
LABEN.
102
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